關于功率放大器中功率檢測在負載失配下的研究

柯林+章國豪+馮衛峰

【摘 要】在復雜的應用環境中，手機等移動終端設備在負載高駐波比的條件下，其相位的變化會嚴重影響功率檢測的精度。通過對功率檢測模型進行理論分析，并利用仿真軟件ADS進行仿真和分析，驗證影響功率檢測精度的關鍵因素，為在實際系統設計中實現最優化的功率檢測精度提供理論指導和實現方案。

【關鍵詞】功率放大器 功率檢測 定向耦合器

1 引言

隨著通信系統高速發展，智能設備集成度越來越高，便攜、智能、低耗成為持續發展追求的目標。在多個通信系統并存的今天，通信設備往往需要同時支持GSM、EDGE、WCDMA和LTE等多個通信模式，多頻多模移動終端設備的設計備受青睞。然而多頻多模的系統非常復雜，給功率放大器設計帶來了巨大的挑戰。為了實現設備的小型化，通常對耦合器與功率放大器進行一體設計。輸出功率控制精度已有明確的規范，通常要求多頻多模手機具有超過40dB的動態范圍以及±0.5dB的功率控制精度。

目前，手機系統設計中的功率檢測和控制體系結構包括直接檢測法、間接檢測法兩大類。間接功率檢測法不直接檢測射頻功率輸出，其電路結構比較簡單，可以為低成本和小尺寸的系統設計提供解決方案。但是間接功率檢測法不可預知天線的負載，這大大影響了檢測的精度。相反，直接功率檢測法可直接檢測射頻端口的功率輸出狀態，通常需要使用定向耦合器，增加了設計的復雜性和難度。耦合器可作為獨立元器件或者和功率放大器集成設計。直接功率檢測法可預知天線的負載，具有良好的功率精度控制，該方法近年已被廣泛地使用。

本文首先定義了一個常用的直接功率檢測模型，在理想定向耦合器與非理想耦合器情況下對該模型進行理論分析；然后運用ADS對模型進行仿真，并對仿真結果進行詳細的研究分析；最后，分析結果表明在負載失配的情況下，定向耦合器的方向性對功率檢測精度具有很大的影響。

2 功率檢測模型和理論分析

如圖1所示，利用定向耦合器進行功率檢測。此模型適用于目前的GSM、EDGE、WCDMA和LTE等手機系統設計中。端口1為功率放大器輸出，端口2為連接天線負載，端口3為功率檢測端口，端口4為隔離端。該四端口系統散射矩陣可表示為：

定向耦合器的方向性定義為：

在實際使用中，通常端口3與端口4認為接50歐姆匹配負載，故該四端口散射矩陣公式（1）可簡化為：

在一定假設條件下，基于圖1直接功率檢測法模型，分析其采用的是理想定向耦合器和非理想定向耦合器兩種情況下，負載變化對功率檢測端口的誤差變化的影響。

2.1 理想定向耦合器

假設定向耦合器為理想耦合器，其方向性無窮大，S32等于0，則公式（3）所表示的四端口矩陣可以簡化為：

對公式（4）進行簡單的數學計算，可得到功率檢測端口的正向電壓為：

其中，S31代表耦合度；S21代表耦合器插損；b2代表功放輸出電壓；b3代表檢測電壓。不同的負載引發不同的變量值：。假設駐波比相同，負載相位的變化會導致檢測端口的電壓b3也發生變化。根據公式（5），b3的最大值、最小值可分別用公式（6）和公式（7）進行計算：

2.2 非理想定向耦合器

定向耦合器非理想時，方向性不能為無限大，S32不等于0，此時圖1所示的直接功率檢測模型的四端口散射矩陣為公式（3）。通過對公式（3）進行數學運算可得：

當方向性D為恒定值時，不同的負載引發不同的變量值：。假設駐波比相同，負載相位的變化會導致檢測端口的電壓b3也發生變化。根據公式（8），b3的最大值、最小值可分別用公式（9）和公式（10）進行計算：

3 ADS建模仿真

基于圖1所示模型，在電磁仿真軟件ADS中構建其對應功率檢測電路，如圖2所示：

下面將詳細分析功率檢測端口電壓隨著不同的負載、耦合器的方向性和耦合器的插損的變化。

在GSM、WCDMA、LTE通信系統中，通常在駐波比為2.5時進行驗證功率檢測的精度。假設定向耦合器為理想狀態，耦合度為-20dB，方向性無窮大，沒有插損，此時觀察端口3在全相位下的變化情況，結果如圖3所示：

從圖3可以觀察到：在理想狀態下，功率檢測變化量基本無變化。駐波比為2.5、耦合度為-20dB、方向性為20dB、插損為0.2dB時的仿真結果如圖4所示，功率檢測變化量高達0.733dB。

根據公式（8），可得出影響功率檢測變化的關鍵因素，這些關鍵因素包含方向性D、插損S21、駐波比及負載的相位變化。針對這些變化因素進行不同的設定和仿真，ADS仿真結果匯總如表1所示。從表1可以觀察到：非理想定向耦合器的方向性的變化對功率檢測變化量的影響非常大。

4 設計實例分析

為了驗證功率檢測模型理論分析的準確性，對設計實例進行測試，測試過程在負載端加載可變負載，設置在駐波比為2.5時，全相位下的功率檢測結果誤差。

圖5為WCDMA制式下功率放大器芯片中的耦合器設計，工作頻率范圍為2.3—2.62GHz，在HFSS仿真中，隔離度高達35dB，但是由于加工的誤差，實際情況下的射頻寄生參數影響及在調試過程中輸入負載端的影響，實測的隔離度為19～21dB。

在駐波比為2.5時，全相位下功率檢測端口實測的誤差變化情況如表2所示：

5 結論

在實際中，不同的使用環境會導致智能設備的天線端阻抗發生變化，進而嚴重影響功率控制的精度。為了滿足嚴格的功率控制精度要求，應盡可能地減少檢測誤差。從本文的研究可以看出，天線端駐波比的變化對檢測精度有很大的影響，因此在基站設計中，通常會在天線與放大器之間加有雙工器、隔離器、開關等，防止天線的阻抗發生畸變。但是在手機等小型設備中，放大器后面通常只有切換開關，此時定向耦合器的方向性顯得尤為重要，為滿足±0.5dB的功率控制精度，一般定向耦合器的方向性要求達到17dB以上。

參考文獻：

[1] Xiaofang Mu， Ziv Alon. Analysis of Output Power Variation under Mismatched Load in Power Amplifier FEM with Directional Coupler[J]. IEEE Microwave Symposium Digest， 2009（12）： 549-551.

[2] D M Pozar. Microwave Engineering[M]. New York： John Wiley & Sons， 1998.

[3] Byul Hur， Member. Tunable Broadband MMIC Active Directional Coupler[J]. IEEE Microwave Theory and Techniques， 2013，61（1）： 168-176.

[4] Jelena Madic， Pave1 Bretchko. Accurate Power Control Technique for Handset PA Modules with Integrated Directional Couplers[J]. IEEE Microwave Symposium Digest， 2003（1）： 201-204.

[5] Xiaofang Mu， Weimin Sun. Minimizing Radiated Power Variation in Power Amplifier FEMs with Directional Couplers[J]. IEEE Signals Systems and Electronics， 2010（1）： 1-3.★endprint

【摘 要】在復雜的應用環境中，手機等移動終端設備在負載高駐波比的條件下，其相位的變化會嚴重影響功率檢測的精度。通過對功率檢測模型進行理論分析，并利用仿真軟件ADS進行仿真和分析，驗證影響功率檢測精度的關鍵因素，為在實際系統設計中實現最優化的功率檢測精度提供理論指導和實現方案。

【關鍵詞】功率放大器 功率檢測 定向耦合器

1 引言

隨著通信系統高速發展，智能設備集成度越來越高，便攜、智能、低耗成為持續發展追求的目標。在多個通信系統并存的今天，通信設備往往需要同時支持GSM、EDGE、WCDMA和LTE等多個通信模式，多頻多模移動終端設備的設計備受青睞。然而多頻多模的系統非常復雜，給功率放大器設計帶來了巨大的挑戰。為了實現設備的小型化，通常對耦合器與功率放大器進行一體設計。輸出功率控制精度已有明確的規范，通常要求多頻多模手機具有超過40dB的動態范圍以及±0.5dB的功率控制精度。

目前，手機系統設計中的功率檢測和控制體系結構包括直接檢測法、間接檢測法兩大類。間接功率檢測法不直接檢測射頻功率輸出，其電路結構比較簡單，可以為低成本和小尺寸的系統設計提供解決方案。但是間接功率檢測法不可預知天線的負載，這大大影響了檢測的精度。相反，直接功率檢測法可直接檢測射頻端口的功率輸出狀態，通常需要使用定向耦合器，增加了設計的復雜性和難度。耦合器可作為獨立元器件或者和功率放大器集成設計。直接功率檢測法可預知天線的負載，具有良好的功率精度控制，該方法近年已被廣泛地使用。

本文首先定義了一個常用的直接功率檢測模型，在理想定向耦合器與非理想耦合器情況下對該模型進行理論分析；然后運用ADS對模型進行仿真，并對仿真結果進行詳細的研究分析；最后，分析結果表明在負載失配的情況下，定向耦合器的方向性對功率檢測精度具有很大的影響。

2 功率檢測模型和理論分析

如圖1所示，利用定向耦合器進行功率檢測。此模型適用于目前的GSM、EDGE、WCDMA和LTE等手機系統設計中。端口1為功率放大器輸出，端口2為連接天線負載，端口3為功率檢測端口，端口4為隔離端。該四端口系統散射矩陣可表示為：

定向耦合器的方向性定義為：

在實際使用中，通常端口3與端口4認為接50歐姆匹配負載，故該四端口散射矩陣公式（1）可簡化為：

在一定假設條件下，基于圖1直接功率檢測法模型，分析其采用的是理想定向耦合器和非理想定向耦合器兩種情況下，負載變化對功率檢測端口的誤差變化的影響。

2.1 理想定向耦合器

假設定向耦合器為理想耦合器，其方向性無窮大，S32等于0，則公式（3）所表示的四端口矩陣可以簡化為：

對公式（4）進行簡單的數學計算，可得到功率檢測端口的正向電壓為：

其中，S31代表耦合度；S21代表耦合器插損；b2代表功放輸出電壓；b3代表檢測電壓。不同的負載引發不同的變量值：。假設駐波比相同，負載相位的變化會導致檢測端口的電壓b3也發生變化。根據公式（5），b3的最大值、最小值可分別用公式（6）和公式（7）進行計算：

2.2 非理想定向耦合器

定向耦合器非理想時，方向性不能為無限大，S32不等于0，此時圖1所示的直接功率檢測模型的四端口散射矩陣為公式（3）。通過對公式（3）進行數學運算可得：

當方向性D為恒定值時，不同的負載引發不同的變量值：。假設駐波比相同，負載相位的變化會導致檢測端口的電壓b3也發生變化。根據公式（8），b3的最大值、最小值可分別用公式（9）和公式（10）進行計算：

3 ADS建模仿真

基于圖1所示模型，在電磁仿真軟件ADS中構建其對應功率檢測電路，如圖2所示：

下面將詳細分析功率檢測端口電壓隨著不同的負載、耦合器的方向性和耦合器的插損的變化。

在GSM、WCDMA、LTE通信系統中，通常在駐波比為2.5時進行驗證功率檢測的精度。假設定向耦合器為理想狀態，耦合度為-20dB，方向性無窮大，沒有插損，此時觀察端口3在全相位下的變化情況，結果如圖3所示：

從圖3可以觀察到：在理想狀態下，功率檢測變化量基本無變化。駐波比為2.5、耦合度為-20dB、方向性為20dB、插損為0.2dB時的仿真結果如圖4所示，功率檢測變化量高達0.733dB。

根據公式（8），可得出影響功率檢測變化的關鍵因素，這些關鍵因素包含方向性D、插損S21、駐波比及負載的相位變化。針對這些變化因素進行不同的設定和仿真，ADS仿真結果匯總如表1所示。從表1可以觀察到：非理想定向耦合器的方向性的變化對功率檢測變化量的影響非常大。

4 設計實例分析

為了驗證功率檢測模型理論分析的準確性，對設計實例進行測試，測試過程在負載端加載可變負載，設置在駐波比為2.5時，全相位下的功率檢測結果誤差。

圖5為WCDMA制式下功率放大器芯片中的耦合器設計，工作頻率范圍為2.3—2.62GHz，在HFSS仿真中，隔離度高達35dB，但是由于加工的誤差，實際情況下的射頻寄生參數影響及在調試過程中輸入負載端的影響，實測的隔離度為19～21dB。

在駐波比為2.5時，全相位下功率檢測端口實測的誤差變化情況如表2所示：

5 結論

在實際中，不同的使用環境會導致智能設備的天線端阻抗發生變化，進而嚴重影響功率控制的精度。為了滿足嚴格的功率控制精度要求，應盡可能地減少檢測誤差。從本文的研究可以看出，天線端駐波比的變化對檢測精度有很大的影響，因此在基站設計中，通常會在天線與放大器之間加有雙工器、隔離器、開關等，防止天線的阻抗發生畸變。但是在手機等小型設備中，放大器后面通常只有切換開關，此時定向耦合器的方向性顯得尤為重要，為滿足±0.5dB的功率控制精度，一般定向耦合器的方向性要求達到17dB以上。

參考文獻：

[1] Xiaofang Mu， Ziv Alon. Analysis of Output Power Variation under Mismatched Load in Power Amplifier FEM with Directional Coupler[J]. IEEE Microwave Symposium Digest， 2009（12）： 549-551.

[2] D M Pozar. Microwave Engineering[M]. New York： John Wiley & Sons， 1998.

[3] Byul Hur， Member. Tunable Broadband MMIC Active Directional Coupler[J]. IEEE Microwave Theory and Techniques， 2013，61（1）： 168-176.

[4] Jelena Madic， Pave1 Bretchko. Accurate Power Control Technique for Handset PA Modules with Integrated Directional Couplers[J]. IEEE Microwave Symposium Digest， 2003（1）： 201-204.

[5] Xiaofang Mu， Weimin Sun. Minimizing Radiated Power Variation in Power Amplifier FEMs with Directional Couplers[J]. IEEE Signals Systems and Electronics， 2010（1）： 1-3.★endprint

【摘 要】在復雜的應用環境中，手機等移動終端設備在負載高駐波比的條件下，其相位的變化會嚴重影響功率檢測的精度。通過對功率檢測模型進行理論分析，并利用仿真軟件ADS進行仿真和分析，驗證影響功率檢測精度的關鍵因素，為在實際系統設計中實現最優化的功率檢測精度提供理論指導和實現方案。

【關鍵詞】功率放大器 功率檢測 定向耦合器

1 引言

隨著通信系統高速發展，智能設備集成度越來越高，便攜、智能、低耗成為持續發展追求的目標。在多個通信系統并存的今天，通信設備往往需要同時支持GSM、EDGE、WCDMA和LTE等多個通信模式，多頻多模移動終端設備的設計備受青睞。然而多頻多模的系統非常復雜，給功率放大器設計帶來了巨大的挑戰。為了實現設備的小型化，通常對耦合器與功率放大器進行一體設計。輸出功率控制精度已有明確的規范，通常要求多頻多模手機具有超過40dB的動態范圍以及±0.5dB的功率控制精度。

目前，手機系統設計中的功率檢測和控制體系結構包括直接檢測法、間接檢測法兩大類。間接功率檢測法不直接檢測射頻功率輸出，其電路結構比較簡單，可以為低成本和小尺寸的系統設計提供解決方案。但是間接功率檢測法不可預知天線的負載，這大大影響了檢測的精度。相反，直接功率檢測法可直接檢測射頻端口的功率輸出狀態，通常需要使用定向耦合器，增加了設計的復雜性和難度。耦合器可作為獨立元器件或者和功率放大器集成設計。直接功率檢測法可預知天線的負載，具有良好的功率精度控制，該方法近年已被廣泛地使用。

本文首先定義了一個常用的直接功率檢測模型，在理想定向耦合器與非理想耦合器情況下對該模型進行理論分析；然后運用ADS對模型進行仿真，并對仿真結果進行詳細的研究分析；最后，分析結果表明在負載失配的情況下，定向耦合器的方向性對功率檢測精度具有很大的影響。

2 功率檢測模型和理論分析

如圖1所示，利用定向耦合器進行功率檢測。此模型適用于目前的GSM、EDGE、WCDMA和LTE等手機系統設計中。端口1為功率放大器輸出，端口2為連接天線負載，端口3為功率檢測端口，端口4為隔離端。該四端口系統散射矩陣可表示為：

定向耦合器的方向性定義為：

在實際使用中，通常端口3與端口4認為接50歐姆匹配負載，故該四端口散射矩陣公式（1）可簡化為：

在一定假設條件下，基于圖1直接功率檢測法模型，分析其采用的是理想定向耦合器和非理想定向耦合器兩種情況下，負載變化對功率檢測端口的誤差變化的影響。

2.1 理想定向耦合器

假設定向耦合器為理想耦合器，其方向性無窮大，S32等于0，則公式（3）所表示的四端口矩陣可以簡化為：

對公式（4）進行簡單的數學計算，可得到功率檢測端口的正向電壓為：

其中，S31代表耦合度；S21代表耦合器插損；b2代表功放輸出電壓；b3代表檢測電壓。不同的負載引發不同的變量值：。假設駐波比相同，負載相位的變化會導致檢測端口的電壓b3也發生變化。根據公式（5），b3的最大值、最小值可分別用公式（6）和公式（7）進行計算：

2.2 非理想定向耦合器

定向耦合器非理想時，方向性不能為無限大，S32不等于0，此時圖1所示的直接功率檢測模型的四端口散射矩陣為公式（3）。通過對公式（3）進行數學運算可得：

當方向性D為恒定值時，不同的負載引發不同的變量值：。假設駐波比相同，負載相位的變化會導致檢測端口的電壓b3也發生變化。根據公式（8），b3的最大值、最小值可分別用公式（9）和公式（10）進行計算：

3 ADS建模仿真

基于圖1所示模型，在電磁仿真軟件ADS中構建其對應功率檢測電路，如圖2所示：

下面將詳細分析功率檢測端口電壓隨著不同的負載、耦合器的方向性和耦合器的插損的變化。

在GSM、WCDMA、LTE通信系統中，通常在駐波比為2.5時進行驗證功率檢測的精度。假設定向耦合器為理想狀態，耦合度為-20dB，方向性無窮大，沒有插損，此時觀察端口3在全相位下的變化情況，結果如圖3所示：

從圖3可以觀察到：在理想狀態下，功率檢測變化量基本無變化。駐波比為2.5、耦合度為-20dB、方向性為20dB、插損為0.2dB時的仿真結果如圖4所示，功率檢測變化量高達0.733dB。

根據公式（8），可得出影響功率檢測變化的關鍵因素，這些關鍵因素包含方向性D、插損S21、駐波比及負載的相位變化。針對這些變化因素進行不同的設定和仿真，ADS仿真結果匯總如表1所示。從表1可以觀察到：非理想定向耦合器的方向性的變化對功率檢測變化量的影響非常大。

4 設計實例分析

為了驗證功率檢測模型理論分析的準確性，對設計實例進行測試，測試過程在負載端加載可變負載，設置在駐波比為2.5時，全相位下的功率檢測結果誤差。

圖5為WCDMA制式下功率放大器芯片中的耦合器設計，工作頻率范圍為2.3—2.62GHz，在HFSS仿真中，隔離度高達35dB，但是由于加工的誤差，實際情況下的射頻寄生參數影響及在調試過程中輸入負載端的影響，實測的隔離度為19～21dB。

在駐波比為2.5時，全相位下功率檢測端口實測的誤差變化情況如表2所示：

5 結論

在實際中，不同的使用環境會導致智能設備的天線端阻抗發生變化，進而嚴重影響功率控制的精度。為了滿足嚴格的功率控制精度要求，應盡可能地減少檢測誤差。從本文的研究可以看出，天線端駐波比的變化對檢測精度有很大的影響，因此在基站設計中，通常會在天線與放大器之間加有雙工器、隔離器、開關等，防止天線的阻抗發生畸變。但是在手機等小型設備中，放大器后面通常只有切換開關，此時定向耦合器的方向性顯得尤為重要，為滿足±0.5dB的功率控制精度，一般定向耦合器的方向性要求達到17dB以上。

參考文獻：

[1] Xiaofang Mu， Ziv Alon. Analysis of Output Power Variation under Mismatched Load in Power Amplifier FEM with Directional Coupler[J]. IEEE Microwave Symposium Digest， 2009（12）： 549-551.

[2] D M Pozar. Microwave Engineering[M]. New York： John Wiley & Sons， 1998.

[3] Byul Hur， Member. Tunable Broadband MMIC Active Directional Coupler[J]. IEEE Microwave Theory and Techniques， 2013，61（1）： 168-176.

[4] Jelena Madic， Pave1 Bretchko. Accurate Power Control Technique for Handset PA Modules with Integrated Directional Couplers[J]. IEEE Microwave Symposium Digest， 2003（1）： 201-204.

[5] Xiaofang Mu， Weimin Sun. Minimizing Radiated Power Variation in Power Amplifier FEMs with Directional Couplers[J]. IEEE Signals Systems and Electronics， 2010（1）： 1-3.★endprint