2.0～3.5 GHz單路寬帶低噪聲放大器

姚銀華　范童修　盧勝軍

摘 要： 使用微波仿真軟件ADS設計了一款用于2.0～3.5 GHz無線通信的寬帶低噪聲放大器。匹配網絡采用微帶線，減小了分立元件的寄生效應。詳細闡述了提高放大器穩定性的方法，實現了PHEMT 放大器在全頻段的穩定性，并分析了源極反饋電感對放大器性能的影響。在2.0～3.5 GHz頻段內，放大器增益為12 dB左右，增益平坦度為0.23 dB，最大噪聲系數為2.8 dB，輸入輸出駐波比小于2，三階輸出截點值OIP3大于35.5 dBm。設計的放大器可以用于無線通信的前段中。

關鍵詞： ADS； 微帶線； 單路寬帶低噪聲放大器； PHEMT放大器

中圖分類號： TN43?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）17?0068?04

Abstract： A broadband band amplifier with low noise was developed for wireless communication at 2.0～3.5 GHz by means of the microwave simulation software ADS. Microstrip lines are employed to design matching circuits and reduce the parasitics of discrete elements. The method of improving the stability of amplifier is elaborated. The PHEMT amplifiers stability in whole band was implemented. The effects of source electrode feedback inductance on performances of the amplifier were analyzed. In the frequency range of 2.0～3.5 GHz， the amplifier gain is about 12 dB， gain flatness 0.23 dB， highest noise figure is 2.8 dB， input and output SWRs are less than 2， and output third?order intercept point （OIP3） is over 35.5 dBm. The designed amplifier can be used in the front?end of wireless communication.

Keywords： ADS； microstrip line； single?charmel wideband low?noise amplifier； PHEMT amplification

0 引 言

低噪聲放大器是T/R組件接收通道的主要部件，是雷達的接收前端，對整機性能的影響很大[1?3]。隨著現代無線通信的不斷發展，對無線系統的射頻接收機的要求也越來越高。低噪聲放大器需要具有更低的噪聲系數，更高的增益，足夠寬的工作帶寬和良好的增益平坦度[4?5]。

國內外對于窄帶低噪聲放大器的設計已比較成熟，這是由于在單個或多個頻點的阻抗匹配較容易實現，但是在寬帶低噪聲放大器方面，問題就變得復雜了許多，最主要的問題就是寬帶的阻抗匹配[6]。寬帶LNA可以應用在寬帶通信中，如多頻段移動終端和基站[7]。未來無線通信的射頻前端必須能夠覆蓋WCDMA，WLAN，HIPERLAN等的頻率，這也需要寬帶LNA來實現。對寬帶放大器的研究主要集中在如何提高帶內增益和降低噪聲系數，卻少有文章報道如何實現穩定性。

常用于低噪聲放大器的有源器件有雙極晶體管（BJT）、金屬?半導體場效應晶體管（MESFET）、高電子遷移率晶體管（HEMT）和異質結雙極晶體管（HBT）[3，8]。BJT主要在S波段以下使用，價格便宜，可靠性高。HEMT和HBT采用三元化合物半導體材料，可以通過控制不同的材料成分來裁剪其能帶結構，從而控制材料的特性。HEMT主要用于低噪聲放大器，HBT主要用于功率放大和低噪聲本振源。HEMT中噪聲源之間的相關系數抵消了各個噪聲源對總噪聲的貢獻。贗勢高電子遷移率晶體管（PHEMT）由于具有良好的增益和噪聲特性，廣泛應用于低噪聲放大器的設計中。但是PHEMT的最佳噪聲阻抗匹配點和增益匹配點往往相差較遠，并且在低頻段存在不穩定性[1，9]，所以在設計低噪聲放大器時，噪聲與增益是一對相互矛盾的指標[10?11]。但是實際上LNA的各個指標是相互制約的，不僅僅局限于增益與噪聲。LNA設計主要是匹配網絡和偏置網絡的設計。輸入輸出匹配就是分別把輸入輸出阻抗[Zin]和[Zout]匹配到50 Ω源阻抗和負載阻抗。LNA的匹配電路設計本質上就是解決噪聲匹配和功率匹配的關系，同時兼顧增益和穩定性。輸入匹配網絡一般是為獲得最小噪聲而設計，為接近最佳噪聲匹配網絡而不是最佳功率匹配網絡，而輸出匹配網絡一般是為獲得最大功率和最低駐波比而設計，因此低噪聲放大器的輸入端總是存在某種失配。由于電路的工作頻率比較高，考慮到集總元件的寄生參數的影響，所以在匹配網絡設計上，本文用ADS軟件自帶的Smith工具，采用微帶線和短截線設計了T型匹配電路。

晶體管的靜態工作點不但決定放大器電路是否產生失真，而且還影響著放大倍數、輸入電阻等動態參數。因此為確保場效應晶體管的工作狀態，保證電路不產生失真，必須設計相應的偏置電路，從而把直流或控制電壓通過偏置電路加在晶體管各電極上。根據器件手冊，偏置電壓[Vds=]4 V，偏置電流[Ids=]135 mA，利用電阻分壓設計了偏置電路。偏置電路中的兩個大電感[L1]和[L2]既起到直流饋電作用，同時又起到電抗的加載作用。但是若電感量選取不合適，將會因加載不當造成自激。

若[K>1，]則有源器件是無條件穩定的，可與任何信號源阻抗或負載阻抗組合；反之，若[K<1，]則是潛在性不穩定的，在與某些信號源阻抗組合時，可能引發振蕩[12]。通常設計的LNA需要全頻段絕對穩定，而我們使用的晶體管ATF?531P8并非全頻段內絕對穩定，帶外一定范圍的不穩定依然有自激振蕩的可能。如果射頻功率管在某些頻率點存在不穩定性，設計不當可能在這些頻率點發生振蕩甚至由此而導致管子燒毀。

為了使電路不發生振蕩出現燒壞管子的可能，必須對電路結構進行調整，使放大器在全頻段達到穩定。調整的措施有很多：

（1） 可以在輸入端串聯一個有耗RC并聯電路，利用諧振作用，降低某一頻段的增益，從而達到該頻段的穩定。RC網絡的電阻[R5]適當取值可以提高低頻段的穩定系數，降低噪聲系數，但是取值太大將會惡化增益平坦度；

（2） 在輸入輸出端串聯或并聯電阻，用來吸收從源端傳輸的或從負載端反射回來的能量，降低增益；

（3） 在漏極偏置電路中加入串聯電阻并聯電容接地的低通結構，吸收電路在低頻段的增益，防止電路在低頻處自激振蕩[9]；

（4） 采用柵?漏極負反饋電阻電容；

（5） 采用源電感或微帶線反饋，這是大多數文獻采用的方法[13?16]。源極電感負反饋結構也可以實現較好的輸入阻抗匹配，降低低

1.2 仿真結果

由于晶體管本身的電容性質，使得共源極結構的寬帶輸入匹配很難實現[18]。在放大器設計過程中，要改善寬帶匹配，則需要并聯負反饋電阻，反饋電阻的加入可以提高穩定系數，可以在寬帶中獲得更好的增益平坦度[18]。但是放大器的噪聲系數隨著負反饋電阻的減小而增大，若要很好地實現寬帶匹配，必然使噪聲系數進一步變差[12]，因而在反饋電阻阻值的選取上要綜合考慮寬帶匹配以及噪聲的問題。

2 結 論

本文利用Agilent公司的ATF?531P8 PHEMT器件的非線性模型，設計了一款S波段2.0～3.5 GHz的寬帶低噪聲放大器。結合各種改善穩定措施的方法，實現了LNA在全頻段的穩定性；并且對源極加反饋電感的情況進行了分析，源極負反饋電感雖然有利于實現3 GHz以下的輸入輸出匹配，但使得增益平坦度變差。仿真結果表明，設計的LNA輸入輸出駐波比均小于2，最大噪聲系數小于2.8 dB，增益為12 dB，平坦度為0.23 dB，輸出三階截點值OIP3大于36 dBm。這樣的LNA可以用于WCDMA，WLAN無線通信中初級放大器。

參考文獻

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[17] 武振宇，馬成炎，葉甜春，等.一種可切換的雙頻段CMOS低噪聲放大器[J].微電子學，2010（2）：217?221.

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若[K>1，]則有源器件是無條件穩定的，可與任何信號源阻抗或負載阻抗組合；反之，若[K<1，]則是潛在性不穩定的，在與某些信號源阻抗組合時，可能引發振蕩[12]。通常設計的LNA需要全頻段絕對穩定，而我們使用的晶體管ATF?531P8并非全頻段內絕對穩定，帶外一定范圍的不穩定依然有自激振蕩的可能。如果射頻功率管在某些頻率點存在不穩定性，設計不當可能在這些頻率點發生振蕩甚至由此而導致管子燒毀。

為了使電路不發生振蕩出現燒壞管子的可能，必須對電路結構進行調整，使放大器在全頻段達到穩定。調整的措施有很多：

（1） 可以在輸入端串聯一個有耗RC并聯電路，利用諧振作用，降低某一頻段的增益，從而達到該頻段的穩定。RC網絡的電阻[R5]適當取值可以提高低頻段的穩定系數，降低噪聲系數，但是取值太大將會惡化增益平坦度；

（2） 在輸入輸出端串聯或并聯電阻，用來吸收從源端傳輸的或從負載端反射回來的能量，降低增益；

（3） 在漏極偏置電路中加入串聯電阻并聯電容接地的低通結構，吸收電路在低頻段的增益，防止電路在低頻處自激振蕩[9]；

（4） 采用柵?漏極負反饋電阻電容；

（5） 采用源電感或微帶線反饋，這是大多數文獻采用的方法[13?16]。源極電感負反饋結構也可以實現較好的輸入阻抗匹配，降低低

1.2 仿真結果

由于晶體管本身的電容性質，使得共源極結構的寬帶輸入匹配很難實現[18]。在放大器設計過程中，要改善寬帶匹配，則需要并聯負反饋電阻，反饋電阻的加入可以提高穩定系數，可以在寬帶中獲得更好的增益平坦度[18]。但是放大器的噪聲系數隨著負反饋電阻的減小而增大，若要很好地實現寬帶匹配，必然使噪聲系數進一步變差[12]，因而在反饋電阻阻值的選取上要綜合考慮寬帶匹配以及噪聲的問題。

2 結 論

本文利用Agilent公司的ATF?531P8 PHEMT器件的非線性模型，設計了一款S波段2.0～3.5 GHz的寬帶低噪聲放大器。結合各種改善穩定措施的方法，實現了LNA在全頻段的穩定性；并且對源極加反饋電感的情況進行了分析，源極負反饋電感雖然有利于實現3 GHz以下的輸入輸出匹配，但使得增益平坦度變差。仿真結果表明，設計的LNA輸入輸出駐波比均小于2，最大噪聲系數小于2.8 dB，增益為12 dB，平坦度為0.23 dB，輸出三階截點值OIP3大于36 dBm。這樣的LNA可以用于WCDMA，WLAN無線通信中初級放大器。

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若[K>1，]則有源器件是無條件穩定的，可與任何信號源阻抗或負載阻抗組合；反之，若[K<1，]則是潛在性不穩定的，在與某些信號源阻抗組合時，可能引發振蕩[12]。通常設計的LNA需要全頻段絕對穩定，而我們使用的晶體管ATF?531P8并非全頻段內絕對穩定，帶外一定范圍的不穩定依然有自激振蕩的可能。如果射頻功率管在某些頻率點存在不穩定性，設計不當可能在這些頻率點發生振蕩甚至由此而導致管子燒毀。

為了使電路不發生振蕩出現燒壞管子的可能，必須對電路結構進行調整，使放大器在全頻段達到穩定。調整的措施有很多：

（1） 可以在輸入端串聯一個有耗RC并聯電路，利用諧振作用，降低某一頻段的增益，從而達到該頻段的穩定。RC網絡的電阻[R5]適當取值可以提高低頻段的穩定系數，降低噪聲系數，但是取值太大將會惡化增益平坦度；

（2） 在輸入輸出端串聯或并聯電阻，用來吸收從源端傳輸的或從負載端反射回來的能量，降低增益；

（3） 在漏極偏置電路中加入串聯電阻并聯電容接地的低通結構，吸收電路在低頻段的增益，防止電路在低頻處自激振蕩[9]；

（4） 采用柵?漏極負反饋電阻電容；

（5） 采用源電感或微帶線反饋，這是大多數文獻采用的方法[13?16]。源極電感負反饋結構也可以實現較好的輸入阻抗匹配，降低低

1.2 仿真結果

由于晶體管本身的電容性質，使得共源極結構的寬帶輸入匹配很難實現[18]。在放大器設計過程中，要改善寬帶匹配，則需要并聯負反饋電阻，反饋電阻的加入可以提高穩定系數，可以在寬帶中獲得更好的增益平坦度[18]。但是放大器的噪聲系數隨著負反饋電阻的減小而增大，若要很好地實現寬帶匹配，必然使噪聲系數進一步變差[12]，因而在反饋電阻阻值的選取上要綜合考慮寬帶匹配以及噪聲的問題。

2 結 論

本文利用Agilent公司的ATF?531P8 PHEMT器件的非線性模型，設計了一款S波段2.0～3.5 GHz的寬帶低噪聲放大器。結合各種改善穩定措施的方法，實現了LNA在全頻段的穩定性；并且對源極加反饋電感的情況進行了分析，源極負反饋電感雖然有利于實現3 GHz以下的輸入輸出匹配，但使得增益平坦度變差。仿真結果表明，設計的LNA輸入輸出駐波比均小于2，最大噪聲系數小于2.8 dB，增益為12 dB，平坦度為0.23 dB，輸出三階截點值OIP3大于36 dBm。這樣的LNA可以用于WCDMA，WLAN無線通信中初級放大器。

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