基于DSP的并網逆變器的設計

楊樹濤+賀天章+劉俊國

摘 要： 逆變是整流的逆過程，逆變器是將低壓直流電轉換成交流電的裝置。為了能將轉換后的交流電送回電網，實現能量再循環，設計了基于DSP的并網逆變器，采用倍頻單極性SPWM技術實現逆變控制，并利用DSP外設CAP檢測逆變器輸出電流頻率和相位，以軟鎖相技術實現逆變器輸出電流的相位和頻率與電網電壓同步；利用DSP外設ADC采集逆變器的輸出電流與電網的電壓，采用PI閉環調節以增加逆變器輸出電流的穩定性，最后搭建實驗樣機驗證設計的可行性。

關鍵詞： 并網逆變器； 能量回饋控制； DSP； 軟鎖相； PI閉環調節

中圖分類號： TN710?34； TM464 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）18?0159?04

Design of DSP based grid?connected inverter

YANG Shu?tao， HE Tian?zhang， LIU Jun?guo

（Luoyang Electronic Equipment Test Center of China， NO.111， PO Box 066， Mengzhou 454750， China）

Abstract： Inverter is an inverse process of rectifier， which convert low?voltage DC to AC. In this paper， a DSP based grid?connected inverter is designed to feed back the converted AC to the power grid to realize the energy recycle. The unipolar SPWM technology is used to realize the inversion control. CAP interface of DSP is utilized to detect the frequency and phase of inverter output current. The software phase?locked technology is taken to achieve the synchronization of inverter output current phase and frequency with the grid voltage. ADC is used to collect the inverter output current and the power grid voltage information. PI closed?loop control regulation is adopted to enhance the stability of inverter output current. An experimental prototype was designed to verify the technical performance of the grid?connected inverter.

Keywords： grid?connected inverter； energy feedback control； DSP； software phase locked loop； PI closed?loop regulation

0 引 言

逆變器也稱逆變電源，逆變器是能將其他形式的能量（蓄電池、太陽能電池、電機制動、電源老化試驗等）轉變成交流電（工頻或中頻交流電）的裝置。其通過控制半導體功率器件的開關，把直流電能轉變成交流電能[1]。

并網逆變器輸出年工頻交流電，且輸出電流的頻率和相位與市電的頻率和相位相同，它能以最大功率因數向電網回饋能量，是UPS、饋能式電子負載、分布式電站的核心控制器。逆變技術原理在1931年提出，1948年美國西屋電氣公司研制成功。隨著新型功率器件和計算機技術的發展，如今功率開關器件從20世紀60年代的SCR到大功率高頻IGBT，為逆變器向大容量方向發展奠定了基礎[2]。隨著微電子技術的發展，逆變控制器件從分立模擬電路到高速DSP，使先進的控制技術如矢量控制技術、多電平變換技術、重復控制、模糊邏輯控制等在逆變領域得到了較好的應用[3]，為逆變器恒壓、恒流、恒功率和并網等控制提供了理論依據和實現方法。

1 逆變實現原理

逆變器輸出220 V市電，一般有先逆變后調壓和先調壓后逆變兩種實現方式。前一種方式使用工頻變壓器將逆變輸出交流電壓調至市電，后一種方式先用高頻變壓器斬波至[2202]V直流后直接逆變輸出市電。因工頻變壓器體積大、效率低，本文選用先調壓后逆變實現方式。其原理圖如圖1所示。前級采用推挽正激式開關電源，它結合正激拓撲結構輸出功率大和推挽式拓撲變壓器磁芯利用率高的優點，前級調壓可參照直流開關電源設計。后級逆變控制一般采用脈寬調制PWM技術，由于要控制逆變器輸出正弦交流電，其PWM調制方式稱SPWM。SPWM是實現正弦逆變的關鍵技術，它基于采樣控制理論中的面積等效原理，SPWM是脈沖寬度按正弦規律變化的PWM波，若將一個周期內的正弦波劃分為2N等份，每等份的脈寬都是[π2N]，則這列正弦波可看作2N個彼此相連的脈寬相等而幅值不等的脈沖序列，在每個特定的時間間隔中，都可以用一個脈沖幅度為Ua且面積等于相應的正弦脈沖面積的矩形脈沖代替，這樣2N個寬度不等，但幅值相等的脈沖序列就組成了一個與正弦波等效的脈寬調制PWM波形[3]。

圖1 逆變器主電路結構

模擬的SPWM控制方式如圖2所示。

圖2 SPWM的實現方法

數字SPWM的產生原理與模擬電路相同，只是載波通過DSP計數表示，調制波通過寫入DSP存儲器的離散正弦表表示，DSP通過比較計數器的計數值和正弦表中對應值決定SPWM輸出端的電平輸出。

逆變器開關管時序及等效SPWM輸出如圖3所示。

圖3 SPWM調制原理

2 DSP并網控制

2.1 鎖相的實現

DSP的事件管理器模塊中的CAP單元能夠捕獲外部輸入信號的相位和頻率，是實現軟件鎖相環控制的前提。由于DSP的CAP引腳只允許輸入TTL信號，首先應將傳感器的輸出信號調整為TTL信號，為此將傳感器采集的市電電壓正弦信號送入比較器件LM339，如圖4所示，市電的正弦電壓每經過一個過零點，該電路輸出電平即跳變一次。

圖4 CAP調整電路

TMS320LF2407A有EVA，EVB兩個事件管理器6個捕獲端口，本文選擇捕獲端口CAP1，CAP2分別作為電網電壓和逆變器輸出電流的捕獲端口，軟件設定上升沿有效，當CAP1或CAP2捕捉到上升沿跳變時，DSP自動判斷是哪路信號發生跳變，并將定時器的計數值存入相應的一個二級深的FIFO堆棧CAPxFIFO（x=1，2），它將作為頻率、相位調整的依據[4]。當捕獲端口捕獲到上升沿電平信號后，捕獲單元發出中斷請求并進入中斷處理程序，程序首先判斷是電壓過零還是電流過零引起的中斷。若為電壓中斷，則將CAP1FIFO的值賦給自定義變量CAP1，同時將計數器清零，這樣軟件每次捕獲到的值即是電網電壓的周期值，相應調節周期寄存器的值，既可實現逆變輸出電流的周期與電網電壓周期一致；若為逆變器輸出電流過零引起的中斷，則將CAP2FIFO的值賦給自定義變量CAP2。在CAP1中斷中，每當電網電壓過零時計數器被清零，電網電壓總是被作為逆變器輸出電流的相位參照點，則實際CAP2的值即為逆變輸出電流相位滯后或者超前電網電壓的值。在每次中斷中使正弦表指針朝減小與電網電壓相位差的方向增減一定的值，從而使逆變器輸出電流的相位最終與電網電壓的相位一致，頻率相位的調整過程如圖5所示。

電壓過零硬件捕獲調整電路輸出波形如圖6所示，其中通道CH1為電網電壓波形，CH4為包含電網電壓信息的TTL。

鎖相時，逆變電流（CH4）跟隨電網電壓（CH1）的過程如圖7所示。可以看出，逆變輸出電流相位平穩的向電網電壓相位靠攏，鎖相調節沒有給逆變器的輸出電流造成沖擊。

2.2 基于PI的閉環控制

連續控制系統比例積分調節器（PI）控制規律為[3]：

[u（t）=KPe（t）+1TI0te（t）dt+u0] （1）

式中，u（t）為輸出控制量；e（t）為偏差；KP為比例系數；TI為積分時間常數；u0為系統初始值。

圖5 PLL鎖相逆變電流頻率和相位的調整

圖6 電壓過零TTL

圖7 逆變電流跟隨電網電壓

分析逆變器輸出級電路，取電網電流為狀態變量，有：

[LdIodt=Uac-Unet-IoRL] （2）

將式（2）做拉氏變換：

[Io（s）=GL（s）[Uac（s）-Unet（s）]] （3）

式中GL（s）為濾波器傳遞函數。將逆變器等效為一個小慣性環節，則逆變器的傳遞函數為[5?6]：

[GPWM（s）=KPWMTPWMs+1] （4）

式中，TPWM為小時間常數，可取三角載波的周期；KPWM為逆變器增益，取輸入直流電壓值與三角載波峰值的比，則逆變器采用PI電流閉環控制系統的模型如圖8所示。

圖8 逆變輸出電流閉環控制系統數學模型

為了實現系統的無靜差跟蹤，用二階最佳工程設計法對PI調節器的參數進行整定，二階品質最佳系統的開環傳遞函數為[3]：

[Φo（s）=12T2s1+122T2s] （5）

由圖8可知逆變系統的開環傳遞函數為：

[G（s）=GPI（s）GPWM（s）GL（s）] （6）

其中GPI（s）為PI的傳遞函數，其一般形式為：

[GPI（s）=KPs+KIs] （7）

結合式（6）、式（7）并近似取[KPKI=LRL，]電流閉環控制系統的開環傳遞函數為：

[G（s）=1RLsKIKPWM（TPWMs+1）] （8）

比照[Φo（s）]的相關系數，最終求得PI傳遞函數的參數：

[KI=RL2KPWMTPWM， KP=L2KPWMTPWM] （9）

DSP（TMS320LF2407A）集成16路10位高精度A/D轉換器，可方便地把外部模擬信號轉化為數字信號。由于DSP的ADCIN能接收的電壓范圍為0～3.3 V，為此傳感器采集到的正弦信號需要調整，設計的硬件調整電路如圖9所示，調節R3，使傳感器的輸入信號經放大器U1A縮放成幅值為±5 V的電壓信號，并經U1B放大器上-5 V參考電壓偏壓、縮放后，在ADCIN輸出0～3.3 V的電壓信號。

圖9 信號采集與調理電路

軟件設置計數器周期中斷啟動ADC，并在外設中斷寄存器中取出采樣值，DSP根據采樣值進行PI運算，軟件流程圖如10所示。

圖10 增量式PI控制流程圖

建立圖11所示的Simulink仿真模型，將參數KP，KI寫入Simulink的PI控制器，在Scope中觀測逆變電壓、電網電壓、逆變電流和參考電流，仿真波形如圖12所示。

圖11 電子負載饋能控制Simulink模型

可以看出當參考電流增大時，逆變器輸出的電流相應增大，逆變輸出電流的調整過程較平滑，即在PI閉環控制下，參考電流的調整沒有給逆變器的輸出電流造成沖擊，系統穩定性較好。

圖12 Simulink仿真波形

3 結 語

本文簡述了逆變器的工作原理以及并網逆變器的主要控制技術，并設計了基于DSP LF2407A為控制核心的并網型逆變器，逆變控制采用SPWM方案。并網控制方面主要采用軟件鎖相技術和PI閉環控制。利用DSP的CAP外設，設計出快速可靠的逆變電流跟隨電網電壓的軟件鎖相環，并在數字示波器上實時觀測鎖相的動態過程；利用DSP的ADC外設，實現對電網電壓、逆變輸出電流的數據采集，為系統的PI閉環控制做準備。文中推導了增量式PI控制PI系數的推導，并建立仿真模型，觀測在逆變電流逐漸變大時逆變電流的穩定性。

參考文獻

[1] 黃群.能量回饋式電子負載研究[D].北京：裝甲兵工程學院，2008.

[2] 王兆安，黃俊.電力電子技術[M].4版.北京：機械工業出版社，2000.

[3] 胡壽松.自動控制原理[M].北京：國防工業出版社，1994.

[4] 劉和平，嚴利平.TMS320LF24x DSP結構、原理及應用[M].北京：北京航空航天大學出版社，2002.

[5] 張蓉.數字控制SPWM逆變器研究[D].南京：南京航空航天大學，2006.

[6] 鄭連清，王青峰.饋能型電子負載的并網控制[J].電網技術，2008，32（7）：40?45.

[7] KOBAYASHI F. A scheme of PLL with finite impulse responses [J]. IEEE Transactions on Circuits System， 1996， 43（4）： 340?343.

[8] Kobayashi F， Haratsu M， Yabumoto M， et al. Efficient digital techniques for implementing a class of fast phase?locked loops [J]. IEEE Transactions on Ind Electr， 1996， 43（6）： 616?620.

圖9 信號采集與調理電路

軟件設置計數器周期中斷啟動ADC，并在外設中斷寄存器中取出采樣值，DSP根據采樣值進行PI運算，軟件流程圖如10所示。

圖10 增量式PI控制流程圖

建立圖11所示的Simulink仿真模型，將參數KP，KI寫入Simulink的PI控制器，在Scope中觀測逆變電壓、電網電壓、逆變電流和參考電流，仿真波形如圖12所示。

圖11 電子負載饋能控制Simulink模型

可以看出當參考電流增大時，逆變器輸出的電流相應增大，逆變輸出電流的調整過程較平滑，即在PI閉環控制下，參考電流的調整沒有給逆變器的輸出電流造成沖擊，系統穩定性較好。

圖12 Simulink仿真波形

3 結 語

本文簡述了逆變器的工作原理以及并網逆變器的主要控制技術，并設計了基于DSP LF2407A為控制核心的并網型逆變器，逆變控制采用SPWM方案。并網控制方面主要采用軟件鎖相技術和PI閉環控制。利用DSP的CAP外設，設計出快速可靠的逆變電流跟隨電網電壓的軟件鎖相環，并在數字示波器上實時觀測鎖相的動態過程；利用DSP的ADC外設，實現對電網電壓、逆變輸出電流的數據采集，為系統的PI閉環控制做準備。文中推導了增量式PI控制PI系數的推導，并建立仿真模型，觀測在逆變電流逐漸變大時逆變電流的穩定性。

參考文獻

[1] 黃群.能量回饋式電子負載研究[D].北京：裝甲兵工程學院，2008.

[2] 王兆安，黃俊.電力電子技術[M].4版.北京：機械工業出版社，2000.

[3] 胡壽松.自動控制原理[M].北京：國防工業出版社，1994.

[4] 劉和平，嚴利平.TMS320LF24x DSP結構、原理及應用[M].北京：北京航空航天大學出版社，2002.

[5] 張蓉.數字控制SPWM逆變器研究[D].南京：南京航空航天大學，2006.

[6] 鄭連清，王青峰.饋能型電子負載的并網控制[J].電網技術，2008，32（7）：40?45.

[7] KOBAYASHI F. A scheme of PLL with finite impulse responses [J]. IEEE Transactions on Circuits System， 1996， 43（4）： 340?343.

[8] Kobayashi F， Haratsu M， Yabumoto M， et al. Efficient digital techniques for implementing a class of fast phase?locked loops [J]. IEEE Transactions on Ind Electr， 1996， 43（6）： 616?620.

圖9 信號采集與調理電路

軟件設置計數器周期中斷啟動ADC，并在外設中斷寄存器中取出采樣值，DSP根據采樣值進行PI運算，軟件流程圖如10所示。

圖10 增量式PI控制流程圖

建立圖11所示的Simulink仿真模型，將參數KP，KI寫入Simulink的PI控制器，在Scope中觀測逆變電壓、電網電壓、逆變電流和參考電流，仿真波形如圖12所示。

圖11 電子負載饋能控制Simulink模型

可以看出當參考電流增大時，逆變器輸出的電流相應增大，逆變輸出電流的調整過程較平滑，即在PI閉環控制下，參考電流的調整沒有給逆變器的輸出電流造成沖擊，系統穩定性較好。

圖12 Simulink仿真波形

3 結 語

本文簡述了逆變器的工作原理以及并網逆變器的主要控制技術，并設計了基于DSP LF2407A為控制核心的并網型逆變器，逆變控制采用SPWM方案。并網控制方面主要采用軟件鎖相技術和PI閉環控制。利用DSP的CAP外設，設計出快速可靠的逆變電流跟隨電網電壓的軟件鎖相環，并在數字示波器上實時觀測鎖相的動態過程；利用DSP的ADC外設，實現對電網電壓、逆變輸出電流的數據采集，為系統的PI閉環控制做準備。文中推導了增量式PI控制PI系數的推導，并建立仿真模型，觀測在逆變電流逐漸變大時逆變電流的穩定性。

參考文獻

[1] 黃群.能量回饋式電子負載研究[D].北京：裝甲兵工程學院，2008.

[2] 王兆安，黃俊.電力電子技術[M].4版.北京：機械工業出版社，2000.

[3] 胡壽松.自動控制原理[M].北京：國防工業出版社，1994.

[4] 劉和平，嚴利平.TMS320LF24x DSP結構、原理及應用[M].北京：北京航空航天大學出版社，2002.

[5] 張蓉.數字控制SPWM逆變器研究[D].南京：南京航空航天大學，2006.

[6] 鄭連清，王青峰.饋能型電子負載的并網控制[J].電網技術，2008，32（7）：40?45.

[7] KOBAYASHI F. A scheme of PLL with finite impulse responses [J]. IEEE Transactions on Circuits System， 1996， 43（4）： 340?343.

[8] Kobayashi F， Haratsu M， Yabumoto M， et al. Efficient digital techniques for implementing a class of fast phase?locked loops [J]. IEEE Transactions on Ind Electr， 1996， 43（6）： 616?620.