基于Z源網(wǎng)絡(luò)的模塊化多電平逆變器拓?fù)湓O(shè)計(jì)*

李　帥,于少娟

(太原科技大學(xué)電子信息工程學(xué)院,太原 030024)

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基于Z源網(wǎng)絡(luò)的模塊化多電平逆變器拓?fù)湓O(shè)計(jì)*

李帥,于少娟*

(太原科技大學(xué)電子信息工程學(xué)院,太原 030024)

摘要:傳統(tǒng)多電平逆變器存在著不能升壓的缺點(diǎn)而使其的應(yīng)用受到限制。根據(jù)Z源網(wǎng)絡(luò)可實(shí)現(xiàn)升降壓的功能,提出將Z源網(wǎng)絡(luò)應(yīng)用到模塊化多電平逆變器(MMC)中。通過(guò)對(duì)Z源網(wǎng)絡(luò)和MMC的原理及運(yùn)行狀態(tài)的分析,設(shè)計(jì)出含Z源網(wǎng)絡(luò)的MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、升壓策略、包含MMC子模塊電容電壓平衡控制的調(diào)制策略,通過(guò)控制Z源網(wǎng)絡(luò)的直通占空比就可以靈活控制輸出電壓。仿真結(jié)果驗(yàn)證了新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制策略的正確性和優(yōu)越性。

關(guān)鍵詞:電力電子;模塊化多電平逆變器;仿真;Z源網(wǎng)絡(luò);電容電壓平衡控制;調(diào)制策略;直通占空比

傳統(tǒng)逆變器屬于降壓型逆變器,即輸出電壓的峰值小于直流側(cè)電壓值[1],為了增大其適用場(chǎng)合,文獻(xiàn)[2]提出了將DC/AC變換器加入到逆變器直流側(cè)以提高適用范圍,這樣的缺點(diǎn)是加大了系統(tǒng)復(fù)雜度,提高了控制的難度。Z源逆變器被提出后,由于具有諸多優(yōu)點(diǎn)引起了學(xué)者們的廣泛關(guān)注,Z源網(wǎng)絡(luò)的靈活性高,能將電壓源或電流源等任意種類的電源耦合到變換器電路中去[3-4]。

模塊化多電平逆變器(MMC)于2001年被首次提出,它具有諸多優(yōu)點(diǎn):(1)可實(shí)現(xiàn)高電壓及大功率電能變換;(2)輸出電壓諧波特性好;(3)由于電壓電流變化率較小,對(duì)器件的沖擊小;(4)等效出的開(kāi)關(guān)頻率高;(5)子模塊電容獨(dú)立儲(chǔ)能,從而保證可擴(kuò)展及可靠性;(6)共直流側(cè)電壓,從而可應(yīng)用在一些特殊要求的設(shè)備中。被認(rèn)為是最有前途的變換器之一[5-9,11]。但是它也存在著多電平逆變器的缺點(diǎn),其直流側(cè)的電壓得不到充分的利用:交流側(cè)輸出電壓峰值比直流電壓小,這就限制了該逆變器的應(yīng)用范圍,為了克服該逆變器不能升壓的缺點(diǎn),本文提出將Z源網(wǎng)絡(luò)應(yīng)用到MMC中,Z源網(wǎng)絡(luò)具有可實(shí)現(xiàn)升降壓的特性,通過(guò)對(duì)升壓因子的設(shè)置即可實(shí)現(xiàn)靈活調(diào)節(jié)輸出到逆變器直流側(cè)的電壓值。

本文根據(jù)MMC的特點(diǎn),設(shè)計(jì)出含Z源網(wǎng)絡(luò)的MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),制定了整合MMC電容電壓平衡控制的調(diào)制策略,最后通過(guò)MATLAB/SIMULINK進(jìn)行仿真驗(yàn)證。

1　Z源網(wǎng)絡(luò)升壓原理分析

在對(duì)網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行分析的時(shí)候,將該網(wǎng)絡(luò)中的器件都視為理想器件,開(kāi)關(guān)頻率也達(dá)到要求。為了使網(wǎng)絡(luò)對(duì)稱以便于分析和計(jì)算,將電感L1、L2,電容C1、C2的值符合式(1)。

(1)

根據(jù)該對(duì)稱Z網(wǎng)絡(luò)的特性,我們可以得出:

(2)

Z源網(wǎng)絡(luò)一般工作在兩種狀態(tài)下,直通狀態(tài)下和非直通狀態(tài)下,當(dāng)工作在非直通狀態(tài)下時(shí)的等效電路圖如圖1所示。

圖1　非直通狀態(tài)是Z源網(wǎng)絡(luò)的簡(jiǎn)化電路

這個(gè)狀態(tài)時(shí),直流源處的二極管導(dǎo)通,在這種情況下輸出側(cè)相當(dāng)于一個(gè)恒流源,滿足式(3)。

(3)

式中的V0表示直流源電壓,Vi為Z源網(wǎng)絡(luò)的輸出直流電壓。

直通狀態(tài)下的Z源網(wǎng)絡(luò)等效電路如圖2所示。

圖2　直通狀態(tài)下的Z源網(wǎng)絡(luò)簡(jiǎn)化電路

當(dāng)直通狀態(tài)時(shí),Vd的電壓大于V0,所以二極管處于截止?fàn)顟B(tài),滿足以下關(guān)系式

(4)

根據(jù)伏秒平衡法則,在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí),該網(wǎng)絡(luò)中儲(chǔ)能電感的平均電壓在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)為零。聯(lián)立以上兩式可得

(5)

式中的T0為一個(gè)觸發(fā)周期中直通狀態(tài)的維持時(shí)間,T1為一個(gè)觸發(fā)周期中非直通狀態(tài)的維持時(shí)間,T為該觸發(fā)周期的總時(shí)間。

由式(5)經(jīng)過(guò)簡(jiǎn)單變換即可得到

(6)

式中的D0為直通狀態(tài)的占空比。由該式可計(jì)算出該網(wǎng)絡(luò)的電容電壓。

在非直通的時(shí)候,Z源網(wǎng)絡(luò)輸出電壓Vi對(duì)輸入電壓V0的增益B可以用下式求得

(7)

由式(7)可知,Z源網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓可以通過(guò)改變直通占空比靈活地調(diào)整,這使得基于Z源網(wǎng)絡(luò)的逆變器的適用范圍大大增加。

2　MMC工作過(guò)程分析

MMC是由包含2個(gè)各自接有反并聯(lián)二極管的IGBT以及一個(gè)模塊電容構(gòu)成的子模塊構(gòu)成。MMC的主電路結(jié)構(gòu)和各個(gè)模塊的結(jié)構(gòu)分別如圖3和圖4所示。

圖3　MMC主電路結(jié)構(gòu)

圖4　MMC子模塊結(jié)構(gòu)

一個(gè)子模塊的工作狀態(tài)有3種:開(kāi)通、關(guān)斷、閉鎖。開(kāi)通狀態(tài)指開(kāi)關(guān)管1閉合開(kāi)關(guān)管2斷開(kāi),關(guān)斷狀態(tài)是指開(kāi)關(guān)管1斷開(kāi),開(kāi)關(guān)管2閉合,閉鎖狀態(tài)是指開(kāi)關(guān)管1和2都斷開(kāi),開(kāi)關(guān)管1和2同時(shí)閉合的狀態(tài)在系統(tǒng)中是不允許的。MMC主電路包含6個(gè)由子模塊串聯(lián)的橋臂,其中每相包含上下2個(gè)橋臂,子模塊數(shù)量根據(jù)應(yīng)用場(chǎng)合確定,例如在高壓直流輸電系統(tǒng)中子模塊的數(shù)量高達(dá)400個(gè)。

在實(shí)際工作的過(guò)程中,每相的每個(gè)模塊電容的電壓在電壓平衡控制策略的控制下都可以等效為一個(gè)可控電壓源,通過(guò)設(shè)計(jì)合適的調(diào)制策略來(lái)控制各個(gè)模塊的切入切出即可控制輸出多電平電壓。

3　基于Z源網(wǎng)絡(luò)的MMC拓?fù)湓O(shè)計(jì)

由于MMC內(nèi)部的每個(gè)子模塊都有電容與之串聯(lián),簡(jiǎn)單的直通狀態(tài)會(huì)導(dǎo)致電容短路,造成電能的大量流失和電容電壓失衡,所以不能對(duì)子模塊施加直通矢量,本文考慮到MMC的這種特性,所設(shè)計(jì)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖5所示。

Z源網(wǎng)絡(luò)輸出端單獨(dú)接有一個(gè)開(kāi)關(guān)管,獨(dú)立地對(duì)直通時(shí)間進(jìn)行靈活控制,與MMC的連接處接有二極管,以防止直通時(shí)MMC儲(chǔ)能電容容量向Z源網(wǎng)絡(luò)流動(dòng),這樣的好處是不用改變MMC的特性,沒(méi)有將對(duì)MMC的控制復(fù)雜化,而且在對(duì)MMC進(jìn)行擴(kuò)展時(shí)也不用改變直通策略,直接與原有模塊串聯(lián)即可。

由于Z源網(wǎng)絡(luò)直通的時(shí)間相比非直通的時(shí)間很短,在MMC的直流側(cè)儲(chǔ)能電容的作用下,電壓波動(dòng)很小,可視作與非直通狀態(tài)下的Z源網(wǎng)絡(luò)輸出電壓相等,表達(dá)式如式(8)所示。

(8)

4　含調(diào)制策略的MMC電容電壓平衡

MMC常用的調(diào)制方法有載波移相PWM調(diào)制(CPS-SPWM),載波層疊PWM調(diào)制(PDPWM)、特定消諧波脈寬調(diào)制(SHE-PWM)等,CPS-SPWM調(diào)制的優(yōu)點(diǎn)是方法簡(jiǎn)單,器件利用率平衡。缺點(diǎn)是加大了不必要的開(kāi)關(guān)頻率,增加了系統(tǒng)損耗;PDPWM調(diào)制的優(yōu)點(diǎn)是最大程度降低了器件的開(kāi)關(guān)頻率,缺點(diǎn)是對(duì)器件的利用率不平衡,加大電容電壓平衡控制的難度。SHE-PWM調(diào)制的優(yōu)點(diǎn)是輸出電壓諧波特性良好,缺點(diǎn)是計(jì)算復(fù)雜,有時(shí)候需要通過(guò)離線查表的方式確定開(kāi)關(guān)規(guī)則,不便于MMC的擴(kuò)展。

本文提出新型含電容電壓平衡控制的載波平移調(diào)制策略,該策略將高頻三角載波靈活地上下平移,來(lái)控制與之對(duì)應(yīng)的子模塊的導(dǎo)通規(guī)律,具體控制方法是先劃定子模塊電容電壓界限,當(dāng)所有子模塊電壓在該界限內(nèi)時(shí),對(duì)所有三角載波進(jìn)行周期的向下平移,最底層的載波則移動(dòng)到頂層,如果有模塊電壓超過(guò)或低于界限時(shí),對(duì)MMC子模塊電壓進(jìn)行排序,然后根據(jù)橋臂電流的方向?qū)?duì)應(yīng)子模塊的三角載波進(jìn)行分層,如果橋臂電流方向?yàn)檎?那么將三角載波按子模塊電壓從低到高排序,最低的在最下層,這樣電壓低的充電時(shí)間加長(zhǎng),電壓高的充電時(shí)間減少,當(dāng)橋臂電流方向?yàn)樨?fù)時(shí)將三角載波按子模塊電壓從高到低排序,最高的在最下層,這樣就可在調(diào)制的時(shí)候達(dá)到控制電容電壓的目的。劃定電壓界限有2個(gè)好處:一是避免了在電容電壓在允許范圍波動(dòng)時(shí)的不必要的排序計(jì)算,減小系統(tǒng)損耗,二是在電容電壓正常時(shí)有利于對(duì)各個(gè)器件均衡使用,從一定程度上維持電容電壓均衡。三角載波通過(guò)平移改變和正弦調(diào)制波的交叉點(diǎn)的原理圖如圖6所示。

圖6　載波平移原理圖

5　系統(tǒng)仿真

在MATLAB/SIMULINK中搭建系統(tǒng)仿真模型,MMC各項(xiàng)參數(shù)為:MMC每相上下橋臂各4個(gè)模塊,模塊儲(chǔ)能電容值為1 mF,環(huán)流抑制電感值為0.01 mH。三角載波頻率為5 000 Hz,直流側(cè)儲(chǔ)能電容值為6 mF。

Z源網(wǎng)絡(luò)各項(xiàng)參數(shù)為:網(wǎng)絡(luò)電感值0.9 mH,網(wǎng)絡(luò)電容值2200 μF,網(wǎng)絡(luò)輸入直流電壓400 V,初始直通占空比0.28,初始網(wǎng)絡(luò)輸出電壓910 V。

負(fù)載及LC濾波器參數(shù)為:濾波電容值1.5 mF,濾波電感值為0.06 mH,負(fù)載容量為1 000 W。

系統(tǒng)初始運(yùn)行在直通占空比為0.28的狀態(tài)下,此時(shí)Z源網(wǎng)絡(luò)的電容電壓為654 V,網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓為910 V,在t=0.5 s時(shí)將直通占空比設(shè)定為0.2,此時(shí)Z源網(wǎng)絡(luò)的電容電壓很快下降到533 V,網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓下降為666 V。

圖7(a)為直通占空比變化時(shí)的MMC輸出電壓變化曲線,圖7(b)為MMC輸出電流變化曲線,可見(jiàn)Z源網(wǎng)絡(luò)對(duì)MMC輸出電壓的提升效果明顯,通過(guò)調(diào)節(jié)直通占空比的方式可在一定范圍內(nèi)靈活調(diào)節(jié)輸出電壓電流大小。圖8(a)為直通占空比變化時(shí)的MMC直流側(cè)電容電壓變化曲線,圖8(b)為Z源網(wǎng)絡(luò)電容電壓變化曲線。

圖7　直通占空比由0.28到0.2的輸出電壓電流響應(yīng)

圖8　直通占空比變化時(shí)電容電壓變化曲線

圖9為直通占空比變化時(shí)的Z源網(wǎng)絡(luò)輸出電壓波形,圖10(a)為直通占空比為0.28時(shí)的MMC子模塊電容電壓,圖10(b)為直通占空比為0.2時(shí)的MMC子模塊電容電壓。

圖9　Z源網(wǎng)絡(luò)輸出電壓波形圖

圖10　U相8個(gè)子模塊電容電壓曲線

6　結(jié)論

本文在分析了Z源網(wǎng)絡(luò)升壓機(jī)理和MMC工作原理的基礎(chǔ)上提出了基于Z源網(wǎng)絡(luò)的MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),設(shè)計(jì)了整合電容電壓平衡控制的調(diào)制策略,新策略通過(guò)對(duì)載波的上下平移來(lái)改變其對(duì)應(yīng)子模塊的開(kāi)關(guān)規(guī)律來(lái)實(shí)現(xiàn)電容電壓平衡控制和對(duì)器件的均衡利用,在實(shí)現(xiàn)調(diào)制和電容電壓平衡控制的前提下大大減小了子模塊的開(kāi)關(guān)頻率。仿真驗(yàn)證了電容電壓平衡控制效果良好,MMC升壓控制靈活,響應(yīng)迅速。

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李帥(1986-),男,碩士研究生,從事電力電子在電力系統(tǒng)中的應(yīng)用研究,420315733@qq.com;

于少娟(1971-),女,教授,碩士生導(dǎo)師,從事電氣系統(tǒng)智能控制技術(shù)研究,yushao71@yeah.net。

DesignofModularMultilevelConverterTopologyBasedonZ-SourceNetwork*

LIShuai,YUShaojuan*

(College of Electronic Information Engineering,Taiyuan University of Science and Technology,Taiyuan 030024,China)

Abstract:Because traditional multi-level inverter can’t boost the voltage,its application is limited.As the Z-source network can boost and buck voltage,the combination of Z-source and MMC(Modular Multilevel Converter)is put forward.The topology of Z-source based MMC,boosting voltage strategy and modulation strategy including balance control of MMC sub-module capacitor voltage have been designed by analyzing operation principle and running status of Z-source network and MMC,thus the output voltage can be controlled flexibly by controlling direct duty ratio of Z-source network.Finally,the validity and superiority of this topology and control strategy are validated by simulation results.

Key words:power electronics;modular multilevel converter;simulation;Z-source network;capacitor voltage balance control;modulation strategy;direct connection duty ratio

doi:EEACC:836010.3969/j.issn.1005-9490.2014.05.038

中圖分類號(hào):TM46

文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼:A

文章編號(hào):1005-9490(2014)05-0978-05

收稿日期:2013-09-03修改日期:2013-09-30

項(xiàng)目來(lái)源:山西省研究生優(yōu)秀創(chuàng)新項(xiàng)目(20133112);太原科技大學(xué)校博科技研究啟動(dòng)基金(20122033);山西省高校教改項(xiàng)目(J2011130);山西省高校教改項(xiàng)目(J2013064)