單端反激有源鉗位和同步整流技術研究

桑 泉,涂俊杰,許育林

(北方通用電子集團第214研究所,江蘇 蘇州 215163)

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單端反激有源鉗位和同步整流技術研究

桑 泉*,涂俊杰,許育林

(北方通用電子集團第214研究所,江蘇 蘇州 215163)

有源鉗位技術通常只在正激DC/DC功率電源拓撲結構中。現介紹有源鉗位和同步整流技術在反激拓撲結構中的應用及研究。通過有源鉗位和同步整流應用到反激式拓撲中的原理設計技術,以及厚膜和模塊立體混裝技術,以達到電源高效率和高功率密度的目的。通過5 V/20 W電源樣品設計和組裝以及模擬試驗,電源樣品功率密度達50.8 W/inch3,效率為89.2%,紋波為43 mV。試驗樣品證明反激式有源鉗位和同步整流技術是提高中小功率隔離電源功率密度的最有效技術途徑。

電源技術;反激有源鉗位;同步整流;功率密度

在隔離DC/DC電源常規拓撲中,主功率開關管約占總損耗40%,輸出整流器約占總損耗45%,變壓器等磁性元件損耗約占總損耗的10%,其它部分的損耗約占5%。可見,主開關管的損耗和輸出整流器的損耗占比例之和就為總損耗的85%。常規輸出整流器是肖特基功率二極管,在電源輸出大電流時,就有較大的前向壓降,從而功率損耗較大。為解決輸出整流器損耗大的問題,業界提出同步整流這一概念。應用有源鉗位技術后,主開關管降低了關斷電壓尖峰和導通尖峰,從而降低了主開關管的功率損耗。反激拓撲中只有一個輸出整流管和多個輸出電容,和其它拓撲比較是元器件最少的一種拓撲,所以研究和探討反激式有源鉗位和同步整流技術對提高DC/DC開關電源功率密度具有重要意義。

1 同步整流概念

所謂同步整流是指開關MOSFET管和整流二極管開關同步。當整流二極管正向開啟時,開關MOSFET管也由同步驅動信號驅動開啟;當整流二極管反向關閉時,開關MOSFET管也由同步驅動信號驅動關閉[8]。因同步開關MOSFET管導通

電阻小到幾個mΩ,10 A的電流流過時,也只有小于0.1 V的正向壓降,和肖特基二極管壓降0.5 V左右比,具有較小的正向壓降,大大降低了整流器的功率損耗,從而提高了電源轉換的總效率[1]。反激同步整流示意圖如圖1所示。

圖1 反激同步整流示意圖

2 有源鉗位概念

圖3 反激式有源鉗位和同步整流芯片驅動方式

有源鉗位拓撲結構是在開關電源主開關管漏極端連接一個幾十nF的高壓小電容,電容再通過小功率MOSFET開關管連接到輸入電源上或輸入電源地線上[5]。當電源工作,主開關管導通后關斷時,漏極關斷瞬間,關斷波形的瞬間尖峰和高次諧波通過電容藕合到電源上,達到開關管漏極電壓鉗位的目的,使主開關管關斷損耗減到最小,從而降低開關電源主開關管的功率損耗[1]。有源鉗位拓撲示意圖如圖2所示。

圖2 有源鉗位拓撲示意圖

3 同步整流驅動方式

3.1 同步整流次邊芯片驅動方式

同步整流次邊芯片驅動方式如圖3所示。

圖3中,原邊是有源鉗位驅動方式。次邊N1是同步整流芯片IR1167AS,V2是同步整流開關管,T1是反激式功率主變壓器。芯片IR1167AS的VD和VS腳是同步信號選取輸入端,能反應1 mV的電壓變化。IR1167AS的供電電路由圖中的變壓器繞組3、V3、R7、C1、R8構成。繞組3和繞組1的匝比為1∶1,R8和IR1167AS內部電壓調節器,形成VCC供電電壓為12 V～18 V,R8設計為2 kΩ,保證IR1167AS最低供電電流為2 mA。通過一電阻R5可編程設計最小開通時間,tmin=190 ns～3.6 μs。OVT腳接GND,此方式在輸出電流連續模式、臨界模式和斷續模式都能穩定工作。通過設置OVT端接GND,設計VD和VS之間的關斷電壓電平約-3.5 mV[2]。

3.2 同步整流次邊電流傳感驅動方式

同步整流次邊電流傳感驅動方式如圖4所示。

圖4 反激式有源鉗位同步整流電流傳感驅動

圖4中,T2為電流傳感器,初級采用1匝,次級采用n匝,T2次級匝數確定次級峰值電流。當反激輸出為臨界模式時,T2初級電流峰值等于3Io/(1-D),D為主開關導通占空比,Io為輸出平均電流。則次級峰值電流等于3Io/n(1-D)。次級峰值電流和采樣電阻之積等于0.7 V時,同步整流觸發開啟。采樣電阻一般取10 Ω左右。圖中,則次級峰值電流為70 mA時,同步整流開啟。如果設計輸出平均電流為Io=500 mA時,同步整流開啟,占空比假設為20%,那么初級峰值電流為1 875 mA左右,T2次級匝數n就等于27左右[4]。

4 反激有源鉗位和同步整流設計實例

4.1 電路原理設計和計算

擬設計一款隔離DC/DC開關電源,要求輸入電壓范圍:18 V～36 V;輸出5 V/4 A;典型輸出轉換效率為90%;典型輸出紋波50 mV(20 MHz帶寬);外形標稱尺寸為31.8 mm×20.3 mm×10.2 mm。功率密度達50 W/inch3。

“UPS不斷增設中歐鐵路站點，升級鐵路貨運服務，積極響應了中國新絲綢之路的政策。沿線國家正在源源不斷地參與到與中國的跨境貿易當中，UPS憑借其多元化的服務組合和全球業務觸點，協助企業有效地平衡供應鏈，確保客戶的運輸需求在正確的軌道運行。”UPS亞太區總裁羅斯·麥卡洛補充道。

采用常規反激拓撲或正激拓撲,效率和功率密度都達不到指標要求。設計采用反激有源鉗位加同步整流拓撲結構,同步整流驅動信號采用電流傳感觸發方式,電路拓撲示意圖見圖5所示。

圖5中,有源鉗位控制器采用LM5026有源鉗位控制芯片。T1、V9、V10和控制器構成反激式有源鉗位拓撲;R4,R5構成最大占空比控制電路;RT為驅動重疊時間可編程電阻;T3構成輸入電流檢測電路;T2構成同步整流驅動信號觸發電路;V3、V4構成同步整流開關電路。

首先,進行反激變壓器T1選型設計。輸入電壓16 V～40 V;效率按70%;輸入功率Pi就是28.6 W;輸出功率Po就是20 W;開關頻率設定380 kHz;ΔB=0.10 T;電流密度J=9 A/mm2;PST/K為電壓平均值時的變壓器容量;D為最大占空比取0.5;Ae×Aw為磁芯有效截面積和窗口有效截面積之積;Kw為窗口系數。計算公式如下[2]:

PST/K=(Pi+Po)×D=48.6×0.5=24.3

Ae×Aw=(PST/K)×(106)/f×ΔB×J×Kw)

=24.3×106/380×103/0.10/9/0.8=88.8 mm2

自定制磁芯EIR14.5/5/4.9-A100的Ae×Aw=19.625×5.77=113.2 mm2(磁芯長14.5 mm,寬5 mm,高度4.9 mm),113.2 mm2大于88.8 mm2,所以自制磁芯滿足變壓器功率容量。

其次,進行反激式變壓器T1參數計算。磁芯選EIR14.5/5/4.9-A100,最大輸出功率按22 W計算,最大占空比為0.5,頻率按380 kHz。

原邊電流(峰峰值)IPK:[3]

最大占空比Dmax預設為0.5,最大輸出功率PO設為22 W。

初級電感量Lp:

驗證

=21.9 W

大于輸出的20 W,可行。

初級圈數Np:(AL取100 nH)

次級圈數Ns1:

計算(5.3×0.5/18×0.5)×(7)=2.06匝;Ns1取2匝。次級供電繞組Ns2:

由于供電繞組Ns2要提供同步整流驅動電壓10 V,因此Ns2取4匝。

設計輸入電流檢測電路。根據控制器CS腳的關斷電壓值為0.5 V,選取采樣電阻為10 Ω左右,則T3的次邊電流峰值設計為0.05 A,根據原邊電流峰值最大4.9 A電流,T3原邊為0.5匝,次邊設計應為50匝,磁芯選擇小型鐵氧體磁環,電感系數為400 μH以上。初級漆包線直徑取0.5 mm左右,次級漆包線直徑取0.1 mm左右[6]。

設計同步整流驅動信號觸發電路的變壓器T2。圖5中,取樣電阻R1取20 Ω,取樣開啟電壓0.7 V左右,則取樣峰值電流為35 mA。設定原邊峰值電流1 A時,同步整流開啟。則匝比n為29,初級為1匝時,次級匝數約為29匝。初級漆包線直徑取0.5 mm左右,次級漆包線直徑取0.1 mm左右[7]。電路原理圖如圖5所示[9-10]。

4.2 電路模擬試驗波形

在典型輸入24 V的情況下,V9的漏極波形圖見圖6。V9的漏極波形圖是有源鉗位漏極波形,有源鉗位開關管V10防止V9的漏極關斷反激電壓過高,降低了V9漏極的電壓應力,提高了電路可靠性。

圖5中變壓器T1副邊3通過整流管V2、R6、C4以及R7、V5構成同步整流供電電壓Vc1,電壓為直流10 V。在典型輸入24 V的情況下,Vc1電壓波形見圖7。

圖7 Vc1供電電壓波形圖(Vg驅動波形在通道2上;V3d波形在通道1上)

在典型輸入24 V的情況下,V3的漏極波形和V3的柵極驅動波形如圖8所示。Vc2波形為電流傳感器T2感應電壓波形,見圖9所示。當V3的漏極開始從源極到漏極過電流開始時刻,Vc2波形就由低電平開始上升到最大電流峰值,當超過0.6 V左右時,開關管V6和V7導通,V3的柵極驅動電壓波形如Vg波形,驅動同步整流管V3開啟,從而實現了同步整流功能。

圖8 V3d和Vg波形對比圖

圖9 Vc2電流傳感器感應的電壓波形圖

4.3 產品設計結果

按本文圖5電路圖設計的試驗PCB板,通過模擬測試,測試結果如下:

輸入電壓24 V;輸出5.03 V;輸出電流4.1 A;測試輸出轉換效率為89.2%;20 MHz帶寬條件下,典型輸出電壓紋波噪聲為43 mVP-P;功率密度為50.8 W/inch3。

電路樣品研制組裝過程:主要通過設計多層PCB基板和單層陶瓷基板組裝技術。PCB尺寸為29.5 mm×18.0 mm×0.6 mm;PCB雙面布板;變壓器采用磁芯EIR14.5/5/4.9-A100,磁芯繞組采用13層PCB布線繞組,制作好的變壓器外形尺寸為14.5 mm×7 mm×4.9 mm;采用的金屬外殼的外形標稱

尺寸為31.8 mm×20.3 mm×10.2 mm,底座厚度1.2 mm,側壁厚0.9 mm。電路結構設計,底層采用厚度0.6 mm的陶瓷基板布板,陶瓷基板流出變壓器位置,變壓器直接粘到底座上,開關管,整流管布局在陶瓷基板上。PCB板組裝后壓接在變壓器上面,PCB板正面的器件高度不要超過3 mm;PCB背面除變壓器位置外,組裝的器件和陶瓷基板上器件的總厚度不超過4.3 mm,據此注意器件布局。所有表貼器件采用了微型封裝,最后采取平行縫焊氣密封裝技術。最終試驗產品的外形尺寸為31.8 mm×20.3 mm×10.2 mm,公差為±0.2 mm。試驗樣品的功率密度達50.8 W/inch3,在輸出為20 W左右的DC/DC電源中,算屬于高功率密度。

5 總結

本文介紹單端反激有源鉗位和同步整流電源設計技術、試驗結果和樣品加工研制過程。反激式DC/DC電源采用有源鉗位和同步整流技術,成本增高了,調試復雜,只有DC/DC電源設計高要求的情況下才加以應用。有源鉗位和同步整流設計應用時,不光電路原理設計正確就可以了,需要在版圖布版布局合理,版圖電磁兼容性設計合理的情況下,認真調試,才能最終成功。通過本電路的理論分析和試驗數據可知,單端反激式電源增加有源鉗位和同步整流技術,雖然成本增加了,但提高了電源轉換效率拓撲,降低了輸出電壓紋波噪聲,提高了集成度和功率密度,同時提高了DC/DC電源的可靠性,對DC/DC電源設計技術具有較好的促進和補充作用。

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桑泉(1971-),男,漢族,安徽省界首市人。中國兵器工業集團第二一四研究所蘇州研發中心高級工程師,電源主任設計師。研究方向為隔離DC/DC開關電源混合集成技術、ZCS/ZVS控制技術等,sq214@163.com;

涂俊杰(1985-),男,河南省信陽市人,助理工程師,研究方向為DC/DC開關電源混合集成技術等,junjie0130@sina.cn;

許育林(1979-),男,湖北省武漢市人,工程師,研究方向為控制系統與設計開發等,xyl4201@126.com。

StudyofActiveClampandSynchronousRectifyingTechniquesinSingleoutofFlybackTopology

SANGQuan*,TUJunjie,XUYulin

(The Research Institute 214 of China North General Electronics Group,Suzhou Jiangsu 215163,China)

The active clamp techniques is usually used in the forwad topology of DC/DC power supply. Study of active clamp and synchronous rectifying techniques in single out of flyback topology is introduced. By means of principle,designing of active clamp and synchronous rectifying techniques apply to single out of flyback topology,mixed assembling techniques of thick flim and modules to achieve the purpose of high efficiency and high power density. By the 5 V/20 W power sample machining and simulation testing,power density of the power sample is 50.8 W/inch3,power efficiency of the power sample is 89.2%,nose ripple of the power sample is 43 mV. The power sample proves that this techniques is efficient apptoaches to increase the power density of isolation DC/DC power supply.

power supply technology;flyback active clamp techniques;synchronous rectifying;power density

2014-07-04修改日期:2014-08-18

TN86

:A

:1005-9490(2014)06-1261-06

10.3969/j.issn.1005-9490.2014.06.049