基于DSP28069的永磁電機容錯驅動系統*

王 壯， 趙文祥， 吉敬華， 朱紀洪

(1. 江蘇大學 電氣信息工程學院，江蘇 鎮江 212013；2. 清華大學 計算機科學與技術系，北京 100084)

0 引 言

DSP等高性能處理器的廣泛應用對電機驅動系統的靈活運行發揮著重要作用[1-5]，但對常規電機及其驅動系統存在一定的故障率，尤其在航空航天、軍事裝備等高可靠性需求領域。

相對于傳統電勵磁電機，永磁電機可以提高電機的效率和功率密度[6]。在此基礎上，為進一步提高系統可靠性，永磁容錯電機成為當今研究熱點之一[7-8]。在實際應用中，電機的故障率相對于驅動系統的故障率較低，容錯電機一般需要依靠增加電機相數來提高可靠性[9-10]，增加了成本和體積。本文設計了一種高可靠性的容錯控制系統，在不影響電機高效率的情況下，兼具高可靠性。將基于一臺三相9/6極的永磁電機為控制對象，設計了一套以DSP28069為核心器件，輔以CPLD進行邏輯控制的容錯驅動系統。9/6極永磁電機結構如圖1所示。

圖1 9/6極永磁電機結構

1 系統結構

本系統采用基于H橋的容錯驅動設計，實現電機各相驅動獨立控制。基于H橋的容錯驅動系統如圖2所示。

圖2 基于H橋的容錯驅動系統

電機容錯驅動系統功能如圖3所示。依靠通信接口RS- 485，上位機向DSP發送速度控制指令，并實時顯示轉速、電流等信息。DSP指令跟隨速度控制信號，轉化為相應的PWM信號，經過CPLD進行邏輯擴展，提供實際所需數量的PWM信號，減少了外圍電路。轉化后的PWM信號通過驅動芯片控制H橋電路的通斷，進而控制電機實時轉動。為實現高精度的驅動，采用轉速、電流雙閉環控制，對電機各相進行電流檢測。在DSP中，進行電流閉環控制，通過旋轉變壓器，獲得實時的速度和角度信號，反饋到DSP中，實現速度閉環控制。此外，為避免實際系統中電流過大，對電機和驅動系統產生致命的損傷，各相驅動系統采用電流保護措施。將過流信號傳輸到CPLD中，禁止該相驅動輸出。

圖3 電機容錯驅動系統功能

2 控制電路

控制電路主要由控制芯片和相關電源組成，其主要功能是實現各種程序算法，產生相應的驅動信號，控制驅動電路。控制系統的核心處理器采用TMS320F28069，并以LC4256V-75TN100作為輔助控制器。TMS320F28069是一款電機數字控制浮點型DSP，具有控制程序編寫簡易、供電簡單、控制可靠等優點，主要實現各種信號的采集換算和控制程序的轉換，包括電流換算、速度讀取、角度轉換、串口通信、閉環控制等任務。LC4256V-75TN100是一款簡易的CPLD，輔助DSP進行驅動信號的擴展和程序的邏輯控制及相應的驅動保護。

系統的主供電壓為+5V和+15V，而DSP、CPLD等芯片的供電需求為+3.3V，應進行電平轉換。TMS320F28069使用內部參考電源模式，外部僅需供電+3.3V，內部即可同時產生+1.8V，減少外部電源類型，簡化電源電路。LM3940是一款高集成的電源轉換芯片，用于+5V和+3.3V電源同時存在的場合，外部所需器件極少，帶有短路保護、溫度保護等功能。控制電路主供電源的電路圖如圖4所示。發光二極管用來指示輸入電源是否正常，輸出端加不同數值的瓷片電容，可消除不同頻段的高次諧波，提高電源質量。

圖4 控制電路主供電源電路圖

3 驅動電路

驅動電路主要由主驅動電路、電流檢測電路、速度檢測電路組成。其主要功能是響應控制電路的各種驅動信號，驅動系統運轉。

3.1 主驅動電路設計

主驅動電路是整個驅動系統的最終執行部位，主要由開關管IGBT組成的H橋電路和IGBT的驅動芯片及相關電路組成。H橋電路的驅動類似，以一相半橋驅動為例。一相半橋驅動電路圖如圖5所示。

圖5 一相半橋驅動電路圖

IGBT選用IXXH75N60C3D1，開關頻率可達60kHz，最高工作電壓600V，驅動電流最大75A。為加快IGBT關斷速度，防止輸出電壓振蕩，一般取接地電阻約1kΩ。在柵極處串聯1～22Ω的柵極電阻，控制柵極驅動信號的上升時間，避免柵極信號振蕩。在電源兩端并聯電容，可以消除一定的電源噪聲。

驅動芯片選用ADuM3223，內部具有高低壓隔離，輸入3.3～5V的CMOS電平，兼容DSP和CPLD電平。輸出4.5～18V，為使IGBT嚴格導通，取15V驅動輸出。ADuM3223半橋驅動芯片帶有使能控制信號端，DISABLE管腳可用于保護控制。故障信號產生時，DISABLE管腳置高電平，使得驅動輸出保持低電平，IGBT處于關斷狀態。此外，H橋電路上橋臂與下橋臂的參考地不同，上橋臂為浮地。考慮方便實用，采用自舉電路，使用自舉二極管和自舉電容配合的方式。

3.2 電流檢測電路設計

為實現電流閉環控制和過流保護設計，需進行電流檢測。考慮實際電流需求和電路板大小限制及應用溫度范圍，選擇霍爾電流傳感器ACS714LLCTR-30A-T，各項指標都滿足要求。一相電流檢測電路及調理電路圖如圖6所示。霍爾電流傳感器ACS714電流檢測范圍為±30A，對應輸出電壓范圍為0.5～4.5V。TMS320F28069的AD口電平最大為3.3V，為達到兼容，電流傳感器的輸出電壓范圍需按比例轉化到AD口電平允許的范圍內。使用軌對軌的單運放OPA340，可靈活配置電阻，將電平轉化到安全范圍內。

圖6 一相電流檢測電路及調理電路圖

3.3 轉速檢測電路設計

單獨采用電流閉環控制不能滿足系統需求，往往采用轉速、電流雙閉環的控制策略。為實現轉速閉環控制，需實時檢測速度信息，使用旋轉變壓器可實時獲得速度和角度信息。

AD2S1210是一款10～16bit分辨率的旋變數字轉換器。片上集成可編程正弦波振蕩器，可為旋轉變壓器提供正弦波激勵，且兼容DSP和SPI接口標準。該產品不僅可以讀取速度信息，還可以同時獲取角度信息，簡化控制程序。AD2S1210輸出差分式激勵信號，在與旋轉變壓器連接時，一般需通過緩沖電路。差分激勵信號的一路緩沖電路圖如圖7所示，另一路差分激勵信號的緩沖電路原理圖與此類似。

為實現單電源供電的簡便方式，給激勵信號加參考偏移電平，使輸出保持為正。一般偏移電平取5～6V。反饋端加電容，可以濾除輸出噪聲，提高輸出的可靠性。輸出端設計為推挽電路，實現整個激勵信號的放大。

圖7 差分激勵信號的一路緩沖電路圖

4 保護電路

在實際系統中，電流過流會對整個系統造成巨大的損傷，往往不可恢復。為避免此類危害，需設計過流保護電路。CPLD配合施密特觸發器的方式可大大簡化電路。施密特觸發器的閾值設置為電流傳感器輸出電壓值的有效范圍，超過閾值，輸出低電平，表明電流值超過最大量程，出現過流現象。低電平信號傳到CPLD中，進行邏輯控制，向相應驅動電路的DISABLE信號發送高電平，禁止驅動信號輸出，關斷該相IGBT。一相驅動電路的保護電路圖如圖8所示。

圖8 一相驅動電路的保護電路圖

AD8468是一款專門比較器。兩個比較器組合成施密特觸發器。設定高低壓閾值，對應電流傳感器輸出電壓的工作范圍。為兼容CPLD接口電平，與電流采樣類似，閾值需使用經過電路調理后的電平。模擬的過電流保護波形如圖9所示。其中，通道1為模擬的實際電流傳感器輸出信號波形，通道2為經過調理電路后的電流傳感器輸出信號波形，通道3為保護信號波形。保護信號低電平有效，虛線為設定閾值。由圖9可知，電平值超過閾值，保護信號立即變成低電平，進行過流保護。恢復到正常情況后，故障電平消除，可恢復驅動，具有一定的容錯功能。

圖9 過電流保護波形

5 試驗結果與分析

試驗以一臺9/6極永磁電機為控制對象，使用轉速、電流雙閉環控制。給控制電路提供控制電壓+5V，給驅動電路提供驅動電壓+15V和工作電壓+84V，通過上位機向控制板發送轉速指令，電機在一定負載情況下，轉速達到2800r/min。用示波器測量一相H橋電路半個橋臂的驅動信號波形、輸出電壓波形及電機的相電流波形。半個橋臂的驅動信號波形和輸出電壓波形如圖10所示。其中，通道1為半橋的輸出電壓波形，通道2為電源波形，通道3為下管的柵極驅動信號波形，通道4是上管的柵極驅動信號波形。上橋臂采用自舉電路，與下橋臂的參考地不同，所以上管的柵極驅動信號波形為電源波形和實際柵極驅動信號波形的合成，符合驅動要求。

圖10 半個橋臂的驅動信號波形和輸出電壓波形

電機轉速2800r/min情況時，電機各相電流的波形圖如圖11所示。其中，通道1為實時角度值轉化的位置信號，在0°～180°時為高電平，在180°～360°時為低電平。通道2為電機A相電流波形，通道3為電機B相電流波形，通道4為電機C相電流波形。由圖可知，電機相電流符合電流正弦趨勢，相位符合實際情況，進一步優化控制程序，可達到更好的控制效果。

圖11 2800r/min時電機各相電流波形

6 結 語

本文以DSP28069為核心控制器，輔以CPLD作為邏輯控制，旋轉變壓器為檢測元件的H橋驅動系統，成功驅動9/6極永磁電機，提高了整個系統的靈活性、可靠性，簡化了電路，具有實用價值。

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