一種新型耦合電感高升壓增益單級逆變電路研究

丁新平 王伯榮 張承慧

（1.青島理工大學自動化工程學院 青島 266520 2.山東大學控制科學與工程學院 濟南 250061）

1 引言

可再生能源和新能源的發(fā)展迫切需要高效節(jié)能的電能轉(zhuǎn)換電路以充分利用來之不易的能量。分布式發(fā)電系統(tǒng)作為電網(wǎng)的有益補充，在邊遠地區(qū)和環(huán)境比較特殊的地方優(yōu)勢非常明顯[1]。光伏模塊和燃料電池的電壓等級對系統(tǒng)的影響較大，高電壓需要多個模塊的串聯(lián)，給系統(tǒng)造成了高故障率和高成本的缺點。傳統(tǒng)的解決方案是采用如圖1所示的兩級電路來實現(xiàn)升壓及并網(wǎng)功能。前級 DC-DC電路實現(xiàn)直流鏈電壓的升壓，后級VSI實現(xiàn)并網(wǎng)功能。

圖1 級聯(lián)DC-DC斬波電路的兩級逆變電路Fig.1 DC-DC converter cascaded with VSI

兩級電路結(jié)構(gòu)復雜，效率低。文獻[3]提出Z源逆變電路（ZSI），作為單級逆變電路（Single-Stage Boost Inverter，SSBI）實現(xiàn)了兩級電路的功能，并增強了逆變電路的安全性。準Z源逆變電路（qZSI）是Z源逆變電路的拓展，除了繼承了ZSI的優(yōu)點外，還增加了輸入電流連續(xù)和電容電壓應力小的優(yōu)點[4]。

ZSI和qZSI獨特的升壓原理限制了該類電路的升壓能力，直通必須加在傳統(tǒng)零矢量里面。要得到較高的升壓比，逆變電路必須工作在較小的調(diào)制因子下。文獻[11-14]實現(xiàn)了 SSBI在較小的直通占空比 Dsh時得到較大的升壓因子 B。文獻[18-21]引入了開關(guān)電感以提升ZSI和qZSI的升壓能力，得到較高的升壓比 B。以上措施不同程度地改善了升壓能力，但是在獲得高升壓增益的同時，相應地帶來電路結(jié)構(gòu)復雜、漏感增加等一系列缺點，系統(tǒng)成本、樣機重量和體積明顯增加，單位功率密度下降。

文獻[25]在總結(jié)現(xiàn)有單級可升壓逆變電路的特點和共性后，提出電抗源逆變電路（X-Source Inverter，XSI）概念。對單級可升壓逆變電路進行了統(tǒng)一定義，并提出兩種推演單級可升壓逆變電路的方法。

本文利用XSI的推演方法，提出了新型高升壓增益單級逆變電路，采用耦合電感匝比n和直通占空比 Dsh兩個自由度來實現(xiàn)較高的升壓比 B。該電路元器件較少、結(jié)構(gòu)簡單，作為單級逆變電路能夠?qū)崿F(xiàn)非常高的升壓比，優(yōu)勢明顯。本文首先利用耦合電感的伏秒平衡法則，推導了電路各部分之間的電壓關(guān)系。然后詳細地分析和研究了電路的工作模式和一個周期里面的工作狀態(tài)。最后利用仿真軟件和實驗樣機驗證了理論分析的正確性和可行性。

2 新型高升壓增益單級逆變電路

2.1 典型單級可升壓逆變電路

最具代表性的單級可升壓逆變電路是如圖2a所示的Z源逆變電路。該電路首次實現(xiàn)了單級逆變電路的升壓功能。圖2b、圖2c是在其基礎之上進行的優(yōu)化和改良。三種電路工作模式都是在傳統(tǒng)零矢量里面增加了直通零矢量，通過電路的直通實現(xiàn)了電容能量向電感的轉(zhuǎn)換，此時電容相當于電源，在非直通模式時，除了普通的VSI工作模式外，電源給電容充電，電容儲能，為直通模式時的放電做好前期儲能準備。Z源逆變器和準Z源逆變器的升壓比可以表示為：

式中，VPN是直流鏈電壓最大值；Vg是輸入電壓；Dsh是直通占空比。

圖2 幾種典型的單級可升壓逆變電路Fig.2 The typical single-stage boost inverters

變壓器型Z源逆變器結(jié)構(gòu)簡單，升壓能力較好，具體升壓能力和直通占空比的關(guān)系見式（2）。要得到高升壓增益，必須增加耦合電感的匝比，相應的帶來的較大的漏感和串聯(lián)電阻，給整個逆變系統(tǒng)帶來了很大影響，如EMI和損耗等。

其他改良電路諸如開關(guān)電感Z源逆變電路等也能得到較大的電壓升壓能力[18]，但其電路較復雜，并且升壓能力也有限。鑒于篇幅，此處不再贅述。

2.2 新型高升壓增益單級逆變電路

采用文獻[25]提出的 DR-XSI推演法，得到如圖3所示的新型高升壓增益單級逆變電路，命名為耦合電感升降壓電抗源逆變電路（Coupled-Inductor Buck-Boost X-Source Inverter，CIBBXSI）。該電路從耦合升-降壓斬波電路（Buck-Boost Converter，BBC）級聯(lián)電壓源逆變器（VSI）的兩級電路推演而來。利用逆變橋的續(xù)流二級管代替Buck-Boost電路的整流二極管，用耦合電感代替Buck-Boost電路里面的電感就構(gòu)成了本文所提新型單級高升壓增益逆變電路。

圖3 單級耦合電感升-降壓電抗源逆變電路Fig.3 The coupled-inductor buck-boost X-source inverter(CIBBXSI)

考慮耦合電感的漏感和數(shù)學模型后，新型單級高升壓增益逆變電路的等效電路如圖4所示。

圖4 單級耦合電感升-降壓電抗源逆變電路等效電路圖Fig.4 The equivalent circuit diagram of CIBBXSI

2.2.1 CIBBXSI工作模式及穩(wěn)態(tài)分析

與所有單級可升壓逆變電路工作模式相似，新型單級逆變電路也存在兩種根本的工作模式：直通模式和非直通模式。如圖5所示。直通模式時電容儲能，電感釋放能量；非直通時電容連同電源一起給負載供電，同時電感儲存能量。具體工作模式和電壓關(guān)系為：

非直通時，電源通過 S7-L1回路給電感充電，電容C和電感L2放電，供給負載能量。關(guān)系式為

直通模式時，電感能量通過續(xù)流二極管或MOS管（同步整流狀態(tài)）為電容充電，如圖5b所示。該模式下滿足關(guān)系式

圖5 CIBBXSI工作模式Fig.5 The operating modes of proposed CIBBXSI

利用耦合電感兩個繞組的電感伏秒平衡法則，由式（3）和式（4）得到電路各部分電壓滿足

從式（5）可以推導出直流鏈電壓VPN和直流側(cè)電容電壓VC分別為

式中，vL1為耦合電感初級繞組電感電壓；vL2為耦合電感次級繞組電感電壓；Vg為直流輸入電源電壓；VC為直流側(cè)電容電壓；VPN為直流鏈電壓最大值；Dsh為直通占空比；1-Dsh為開關(guān) S7導通占空比；n=Ns/Np為耦合電感次級繞組和初級繞組匝比；B=n/Dsh為直流鏈電壓增益。

從式（6）能夠看出，直流鏈電壓最大值可以通過耦合電感匝比n和直通占空比Dsh兩個自由度調(diào)節(jié)，并且直通占空比Dsh越小時，升壓增益B越大。消除了直通占空比和調(diào)制因子的限制。

圖6為直流鏈電壓增益B隨逆變電路直通占空比 Dsh的變化情況。在 0

圖6 CIBBXSI電壓增益與直通占空比的關(guān)系Fig.6 The relationship between voltage gain and shoot-through duty cycle of CIBBXSI

2.2.2 CIBBXSI電路周期工作狀態(tài)

電路在進入穩(wěn)態(tài)后，周期工作。一個周期中基本有下面的4個（3種）工作狀態(tài)，以有效狀態(tài)作為周期循環(huán)的初始狀態(tài)。具體時段情況如圖7、圖8所示。

（1）t1時刻以前：開關(guān)S7導通，電源給電感Lm充電，同時連同電容C的能量一起給負載供電，此時輸出電流為負載額定電流。

（2）t1-t2時段：該時段，逆變電路進入傳統(tǒng)零狀態(tài)，即傳統(tǒng)意義的000或111空間狀態(tài)。此時直流鏈電路和交流負載沒有能量交換，直流側(cè)輸出電流iload為零。電感Lm由電源繼續(xù)充電，為下一個工作狀態(tài)儲存能量。

圖7 CIBBXSI周期工作狀態(tài)Fig.7 The operating states of proposed CIBBXSI in one switching cycle

圖8 CIBBXSI工作模式Fig.8 The operating modes of proposed CIBBXSI

（3）t2-t3時段：在時刻t2之后，直通信號加到逆變橋的開關(guān)上，同時關(guān)斷了S7。電感中儲存的能量給電容C充電，充電回路見圖6c。值得說明的是，在MOSFET管作為有源器件的逆變電路中，續(xù)流通過MOSFET管的反向流動來實現(xiàn)，相當于同步整流電路中的整流管。在 IGBT作為有源元件的逆變電路中，續(xù)流電路通過逆變電路反并二極管完成。

（4）t3-t4時段：該時刻為另一個傳統(tǒng)零狀態(tài)，具體和t1-t2時段相似。

（5）t4時刻后，新的有效狀態(tài)開始，進入下一個循環(huán)周期。

3 仿真和實驗

3.1 仿真結(jié)果

利用 saber仿真軟件對本文提出的高升壓增益單級逆變電路進行驗證。電路的具體參數(shù)如表所示，參數(shù)取值可以參考文獻[25]。

表 仿真和實驗驗證時電路參數(shù)值Tab.The parameters value of the proposed inverter in the simulation and experiment.

圖9所示為在輸入電壓為48V，耦合電感匝比為n=2，直通占空比Dsh=0.22時的仿真波形。直流鏈電壓最大值升到 420V左右，基本符合理論計算值 nVg/Dsh=96/0.22=436V，理論計算和仿真存在差值由仿真電路中寄生參數(shù)（電感串聯(lián)電阻、二極管等效電阻等）的壓降造成。升壓比B=420/48=8.75，此時逆變電路調(diào)制因子為M=0.78。逆變電路輸出相電壓最大值可以計算為 420V×0.78/2=164。基本滿足輸出三相額定 120VRMS的要求。仿真結(jié)果驗證了理論分析的正確性。

圖9 仿真波形Fig.9 Simulation waveforms

3.2 實驗驗證

在實驗室構(gòu)建了1kW樣機進行實驗驗證，樣機參數(shù)與仿真時完全一致（見表）。實驗結(jié)果如圖10所示。

圖10 實驗結(jié)果Fig.10 Experimental results

由圖10a可以看出，逆變器輸出電壓可以任意調(diào)節(jié)，并隨著調(diào)制因子M的增大而升高，符合理論分析。圖10b顯示，在調(diào)制因子 M=0.78，D=0.22時，直流鏈電壓升壓比B=420/50=8.4，與理論分析和仿真結(jié)果比較吻合。由實驗可以看出，本文提出的單級逆變電路能夠?qū)崿F(xiàn)高升壓增益，應用在微電網(wǎng)中可以顯著減少微源模塊的串聯(lián)個數(shù)，減少系統(tǒng)故障率，并提高系統(tǒng)的功率密度。

4 結(jié)論

針對單級可升壓逆變電路升壓能力受調(diào)制因子限制的局限性，提出了新型高升壓增益單級逆變電路。該電路適合應用于電壓大范圍變化且升壓能力要求較高的場合。具體優(yōu)點為：

（1）逆變電路元器件較少。能夠?qū)崿F(xiàn)較高的功率密度。

（2）克服了升壓能力和調(diào)制因子的限制。在較大調(diào)制因子下，能夠得到較高的升壓增益。

（3）電路安全性能高。獨特的 LC結(jié)構(gòu)使得逆變電路的直通成為一種工作模式，不會損壞逆變橋。

（4）電容電壓引力較之直流鏈電壓最大值小。在可調(diào)度式分布式并網(wǎng)系統(tǒng)里面，儲能元件的電壓等級較小，減少了串聯(lián)個數(shù)，繼而降低了成本和故障率。

1kW實驗樣機如圖11所示。

圖11 1kW實驗樣機Fig.11 Prototype of proposed inverter

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