高效率F類功率放大器設計

王程+于洪喜

摘 要： F類功率放大器是一種高效率的放大器，其理論效率可以達到100%，在無線通信領域中有著廣泛的應用和廣闊的發展前景。簡要闡述了F類放大器的基本理論，并對其效率進行了分析。設計出了帶有輸入輸出諧波控制的高效率F類功率放大器，仿真結果表明在工作頻率1 GHz時，輸出功率為38 dBm，功率附加效率為74%；輸出功率和功率附加效率都優于同條件下的B類功率放大器。

關鍵詞： F類功率放大器； 高效率放大器； 負載牽引法； 無線通信

中圖分類號： TN722?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）09?0077?03

0 引 言

功率放大器作為無線通信系統中重要的前端器件，在移動通信、射頻識別、雷達、電子對抗等很多領域都扮演著非常重要的角色。射頻功率放大器的損耗、效率、功率等都已經成為影響這些系統性能的關鍵問題。

隨著無線通信系統的迅速發展，對“高效率”的需求日益增加。由于功率放大器的效率將直接影響系統效率，因此，工作效率的提高，已經成為功率放大器研究的一個攻關難題。F類功率放大器是非線性放大器的一種，也稱為開關類功率放大器。在F類工作模式分析中，通過諧波阻抗的峰化從而控制漏極的電壓和電路的波形，最終得到效率的提高，理論效率可以達到100%。而且由于F類功率放大器的易實現性，其得到了更加廣泛的關注[1?4]。

1 F類功率放大器的基本理論

線性放大器中，晶體管作為受控源。晶體管的損耗造成了功率放大器主要的功率損耗。而在非線性功率放大器中，晶體管作為一個開關，其工作狀態是開或者是關，這樣晶體管的電壓和電流不存在交疊，晶體管管耗降低從而提高效率。F類功放通過設計諧波網絡來實現漏極電壓和電流波形的控制，實現對漏極電壓電流波形的整形。從而實現漏極電流波形為半正弦波，漏極電壓波形為方波。而且在漏極電壓和電流之間不存在疊加現象，這樣理想的漏極效率可以達到100%。理想的F類功率放大器電壓與電流波形如圖1所示。

圖1 理想F類電流和電壓波形

理想的F類放大器漏極效率能達到100%，實現該理想效率需實現的阻抗條件為式（1）：

[Z1=R1=8πVCCIs Zn=0， n為偶數 Zn=∞， n為奇數] （1）

這里，電壓的方波是由幾次諧波的總和得到，而半正弦電流波形是由基波和偶次諧波的總和近似得到的。

[v（θ）=VCC+V1sinθ+n=3，5，7...∞Vnsinnθ] （2）

[i（θ）=I0-I1sinθ-n=2，4，6...∞Incosnθ] （3）

式中：[θ=ω0t，][ω0=2πf0，][f0]是基波頻率 [3，5?7]。

實際中用硬件實現諧波阻抗的條件是不可能的，但是用若干個電流和電壓諧波分量的峰化就可以在一定程度上提高功率放大器的效率，從而實現功率放大器高效率的工作。雖然包含的諧波分量越多，越接近理想波形，而且漏極效率會隨著電壓和電流諧波數目的增加而提高。但是由于實際中晶體管并非理想狀態，晶體管中存在漏源電容[Cds，]該電容導致在經過晶體管之后高次諧波會被短路。諧波原本就有一定的損失之后就不能在波形成型時給予幫助。而且更多的諧波就意味著輸出端需要更多的諧波匹配枝節，在實際中，這將造成更多的輸出損耗從而影響效率。綜上，考慮到上述條件加上實際電路中的可行性，本文考慮到三次諧波[8?9]。

各種不同電壓與電流諧波分量組合后的效率見表1。可以看出，二次諧波和三次諧波的抑制對改善輸出效率有很大的作用。

表1 不同電壓和電流諧波分量組合后得到的效率

[＼&電壓諧波成分＼&1＼&1，3＼&1，3，5＼&1，3，5，7＼&1，3，5，7，…＼&電

流

諧

波

成

分＼&1＼&0.5＼&0.563＼&0.586＼&0.598＼&0.673＼&1，2＼&0.667＼&0.75＼&0.781＼&0，798＼&0.849＼&1，2，4＼&0.711＼&0.8＼&0.833＼&0.851＼&0.905＼&1，2，4，6＼&0.731＼&0.823＼&0.857＼&0.875＼&0.931＼&1，2，4，6，…＼&0.785＼&0.884＼&0.92＼&0.94＼&1＼&]

2 F類放大器的仿真設計

本文采用仿真軟件ADS對F類放大器進行設計仿真。基于F類放大器的原理，設計了輸出端口的諧波控制電路。由于在射頻頻段，整個電路的設計采用了全微帶結構。

F類放大器的偏置點通常為B類，一般要求其輸出基波阻抗能夠使得放大器的輸出功率足夠大，即為基波阻抗的共軛匹配；而二次諧波阻抗為短路，三次諧波阻抗為開路，從而獲得二次電流諧波成分和三次電壓諧波成分。輸出端的諧波匹配枝節如圖2所示。

實際設計中采用FREESCALE公司的LDMOS晶體管MRF281Z，中心頻率為1 GHz，晶體管偏置為[Vgs=]3.5 V，[Vds=]26 V，輸入功率為20 dBm。介質基板為ROGERS公司的5880，介電常數為2.22，板材厚度為[H=]0.254 mm，微帶線銅箔厚度為[T=17] μm。實際微帶線的尺寸可以根據基板的參數和頻率用ADS軟件計算得出。

圖2 F類放大器諧波控制網絡

實際設計中的F類放大器諧波控制網絡如圖3所示。對諧波控制電路的[S]參數進行仿真分析，仿真得到輸入、輸出反射系數的Smith圓圖如圖4所示，二次諧波的阻抗值趨向于零，三次諧波阻抗值趨向于無窮大。這就實現了二次諧波信號的短路和三次諧波信號的開路，實現了基本理論中的諧波成型的條件。

圖3 F類放大器諧波控制網絡

圖4 F類放大器輸出端諧波控制電路的[S]參數

采用負載牽引法對最佳阻抗值進行確定。負載牽引法是一種利用自動調配器，調節源和負載阻抗的與阻抗相關的測量技術。其測量的主要的獨立參數是某一特定頻率上呈現的被測系統的負載阻抗。這種測量技術的原理是給定輸入功率的情況下，利用自動調配器通過改變源阻抗或者負載阻抗，測量被測系統的輸入、輸出功率以及功率附加效率等參數，同時記錄對應的源阻抗和負載阻抗的數值。經過計算機進行數據處理后，得到阻抗與被測參數的對應數據。從而可以獲得最大功率附加效率等狀態下所需的最佳源阻抗和負載阻抗，以此得到輸入/輸出匹配網絡的最佳設計方案[10?11]。

在F類放大器設計中，要將諧波控制枝節和晶體管一起加入，進行負載牽引。因為若是先由負載牽引得到晶體管的最佳阻抗再進行諧波的控制成型，必然造成最佳阻抗值的變化，則不能得到最大的功率附加效率值。利用理想微帶仿真帶有控制枝節的F類放大器負載牽引結果得出最高效率有83%，得出最佳負載阻抗為20.891-j*30.537。同理進行源牽引，得到最佳源阻抗值。對最佳源阻抗和最佳負載阻抗進行共軛匹配，對整個F類放大器做大信號諧波平衡分析，其原理圖如圖5所示。

由仿真結果可以知道二次諧波和三次諧波都得到了很好的抑制，效率得到了很大的提高。經過調諧，輸出功率可以達到38 dBm，此時，最大功率附加效率能達到74%，如圖6所示。

圖6 F類放大器的輸出功率與PAE

3 F類放大器與B類放大器的對比

由于F類放大器通常選取的直流偏置點是B類放大器的偏置點，而且F類放大器也是由B類放大器衍生出來的過激類的極端情況。所以這里用相同的偏置點對B類進行簡單設計，通過對比得出F類放大器的效率優勢。

選擇相同的晶體管、偏置點、輸入功率以及相同的基板進行B類放大器的仿真。同樣進行負載牽引和源牽引，僅僅是在諧波的處理上與F類有所不同。

進行負載牽引時，B類放大器負載牽引結果最佳效率只有67%。匹配最終得到B類放大器在輸入功率為20 dBm時，最大輸出功率有34.9 dBm，此時得到的最大功率附加效率為66%。如圖7所示。

圖7 B類放大器輸出功率與PAE

由此看出F類放大器相較B類有更優的輸出功率和功率附加效率。

4 結 論

本文基于FREESCALE公司的LDMOS晶體管MRF281Z解析設計了1 GHz高效率F類功率放大器，并與同頻段該晶體管設計的B類功率放大器進行了簡單比較。單音測試結果表明，該F類放大器在輸入功率20 dBm時，功率附加效率有74%，此時輸出功率有38 dBm。效率和輸出功率都優于B類放大器。

參考文獻

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[10] 潘和平.基于負載源牽引法的微波大功率自動測試系統的研制與應用[D].西安：西安電子科技大學，2010.

[11] 齊偉偉.基于負載/源牽引法的微波大功率自動測試系統的研制與應用[D].西安：西安電子科技大學，2007.

圖3 F類放大器諧波控制網絡

圖4 F類放大器輸出端諧波控制電路的[S]參數

采用負載牽引法對最佳阻抗值進行確定。負載牽引法是一種利用自動調配器，調節源和負載阻抗的與阻抗相關的測量技術。其測量的主要的獨立參數是某一特定頻率上呈現的被測系統的負載阻抗。這種測量技術的原理是給定輸入功率的情況下，利用自動調配器通過改變源阻抗或者負載阻抗，測量被測系統的輸入、輸出功率以及功率附加效率等參數，同時記錄對應的源阻抗和負載阻抗的數值。經過計算機進行數據處理后，得到阻抗與被測參數的對應數據。從而可以獲得最大功率附加效率等狀態下所需的最佳源阻抗和負載阻抗，以此得到輸入/輸出匹配網絡的最佳設計方案[10?11]。

在F類放大器設計中，要將諧波控制枝節和晶體管一起加入，進行負載牽引。因為若是先由負載牽引得到晶體管的最佳阻抗再進行諧波的控制成型，必然造成最佳阻抗值的變化，則不能得到最大的功率附加效率值。利用理想微帶仿真帶有控制枝節的F類放大器負載牽引結果得出最高效率有83%，得出最佳負載阻抗為20.891-j*30.537。同理進行源牽引，得到最佳源阻抗值。對最佳源阻抗和最佳負載阻抗進行共軛匹配，對整個F類放大器做大信號諧波平衡分析，其原理圖如圖5所示。

由仿真結果可以知道二次諧波和三次諧波都得到了很好的抑制，效率得到了很大的提高。經過調諧，輸出功率可以達到38 dBm，此時，最大功率附加效率能達到74%，如圖6所示。

圖6 F類放大器的輸出功率與PAE

3 F類放大器與B類放大器的對比

由于F類放大器通常選取的直流偏置點是B類放大器的偏置點，而且F類放大器也是由B類放大器衍生出來的過激類的極端情況。所以這里用相同的偏置點對B類進行簡單設計，通過對比得出F類放大器的效率優勢。

選擇相同的晶體管、偏置點、輸入功率以及相同的基板進行B類放大器的仿真。同樣進行負載牽引和源牽引，僅僅是在諧波的處理上與F類有所不同。

進行負載牽引時，B類放大器負載牽引結果最佳效率只有67%。匹配最終得到B類放大器在輸入功率為20 dBm時，最大輸出功率有34.9 dBm，此時得到的最大功率附加效率為66%。如圖7所示。

圖7 B類放大器輸出功率與PAE

由此看出F類放大器相較B類有更優的輸出功率和功率附加效率。

4 結 論

本文基于FREESCALE公司的LDMOS晶體管MRF281Z解析設計了1 GHz高效率F類功率放大器，并與同頻段該晶體管設計的B類功率放大器進行了簡單比較。單音測試結果表明，該F類放大器在輸入功率20 dBm時，功率附加效率有74%，此時輸出功率有38 dBm。效率和輸出功率都優于B類放大器。

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[11] 齊偉偉.基于負載/源牽引法的微波大功率自動測試系統的研制與應用[D].西安：西安電子科技大學，2007.

圖3 F類放大器諧波控制網絡

圖4 F類放大器輸出端諧波控制電路的[S]參數

采用負載牽引法對最佳阻抗值進行確定。負載牽引法是一種利用自動調配器，調節源和負載阻抗的與阻抗相關的測量技術。其測量的主要的獨立參數是某一特定頻率上呈現的被測系統的負載阻抗。這種測量技術的原理是給定輸入功率的情況下，利用自動調配器通過改變源阻抗或者負載阻抗，測量被測系統的輸入、輸出功率以及功率附加效率等參數，同時記錄對應的源阻抗和負載阻抗的數值。經過計算機進行數據處理后，得到阻抗與被測參數的對應數據。從而可以獲得最大功率附加效率等狀態下所需的最佳源阻抗和負載阻抗，以此得到輸入/輸出匹配網絡的最佳設計方案[10?11]。

在F類放大器設計中，要將諧波控制枝節和晶體管一起加入，進行負載牽引。因為若是先由負載牽引得到晶體管的最佳阻抗再進行諧波的控制成型，必然造成最佳阻抗值的變化，則不能得到最大的功率附加效率值。利用理想微帶仿真帶有控制枝節的F類放大器負載牽引結果得出最高效率有83%，得出最佳負載阻抗為20.891-j*30.537。同理進行源牽引，得到最佳源阻抗值。對最佳源阻抗和最佳負載阻抗進行共軛匹配，對整個F類放大器做大信號諧波平衡分析，其原理圖如圖5所示。

由仿真結果可以知道二次諧波和三次諧波都得到了很好的抑制，效率得到了很大的提高。經過調諧，輸出功率可以達到38 dBm，此時，最大功率附加效率能達到74%，如圖6所示。

圖6 F類放大器的輸出功率與PAE

3 F類放大器與B類放大器的對比

由于F類放大器通常選取的直流偏置點是B類放大器的偏置點，而且F類放大器也是由B類放大器衍生出來的過激類的極端情況。所以這里用相同的偏置點對B類進行簡單設計，通過對比得出F類放大器的效率優勢。

選擇相同的晶體管、偏置點、輸入功率以及相同的基板進行B類放大器的仿真。同樣進行負載牽引和源牽引，僅僅是在諧波的處理上與F類有所不同。

進行負載牽引時，B類放大器負載牽引結果最佳效率只有67%。匹配最終得到B類放大器在輸入功率為20 dBm時，最大輸出功率有34.9 dBm，此時得到的最大功率附加效率為66%。如圖7所示。

圖7 B類放大器輸出功率與PAE

由此看出F類放大器相較B類有更優的輸出功率和功率附加效率。

4 結 論

本文基于FREESCALE公司的LDMOS晶體管MRF281Z解析設計了1 GHz高效率F類功率放大器，并與同頻段該晶體管設計的B類功率放大器進行了簡單比較。單音測試結果表明，該F類放大器在輸入功率20 dBm時，功率附加效率有74%，此時輸出功率有38 dBm。效率和輸出功率都優于B類放大器。

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