一種改進型ZVS-Boost電路的研究

李 明

(陽江職業技術學院，廣東陽江529566)

0 引言

隨著芯片集成度的不斷提高，電子設備內功能部件的體積不斷減小，因而要求設備內部電源的體積和重量隨之減小。直接裝在印制板上的模塊電源，還要求薄型化。對于為電子設備配套的電源，即使它并不在電子設備內部，也要求有小的體積和重量［1-2］，這些要求推動著開關頻率的提高。要提高開關頻率，則要發展高速電力電子器件和高頻低損耗的磁芯及電容器，發展高強度、高絕緣性能和高導熱性的絕緣材料，發展新型的零開關損耗電路拓撲和相應的電源結構與工藝方法。

同時，為了減小對交流電網的諧波污染，國內外制定了限制電流諧波的有關標準(如IEC1000-3-2)［3-4］，要求AC-DC變換器交流輸入必須采取措施降低電流諧波含量，提高功率因數。近些年，電力電子領域的專家學者們一直在探索各種解決方案，并先后提出了許多零電壓及零電流軟開關技術［5］。

本文提出的改進型ZVS-Boost軟開關變換器吸收電路進一步減小了原來ZVS-Boost電路的損耗，有著廣泛的應用前景。

1 常用ZVS-boost軟開關變換器的工作原理

圖1所示是一種無損緩沖電路，具有比較好的性能，虛線框內即為緩沖電路。該電路包括兩部分:(1)無源關斷緩沖電路，由并聯電容CS充當，其容值也包含T1和D0的極間電容，CS起緩壓電容作用，它使T1和D0具有零電壓關斷的環境;(2)有源開通緩沖電路，由圖示 T2、DS、LS、CS組成，這里 CS兼作諧振電容，該電路的作用是為T1和D0營造零電壓導通的環境［6］。

圖1 ZVS-PWM-Boost電路

假定所有功率器件都具有理想特性，電路已進入穩定的工作階段;對一個開關周期而言，直流電源可視為恒流源，而負載為電壓型，電路的主要波形如圖2所示。一個開關周期可以包含以下時段，如圖3所示。

電路的初值是iL(t1)=I0，ic(t1)=0，uL(t1)=U0。解方程得:

圖2 Boost電路的主要波形

圖3 一個開關周期模式簡圖

這個軟開關電路具有如下特點:

(1)T1和D0都具有ZVS環境。在傳統Boost電路中，T1和D0都在硬開關環境下工作，以致開關損耗大，EMI大，二極管的反向恢復電流大。由于加入緩沖電路，在CS的作用下，T1和D0都具有ZVOFF環境;在有源開通緩沖電路的作用下，只要滿足:

就可以實現 D0的 ZVON，式中 TD是超前于 ug1的時間。該時間是保證uT1在開通前下降到零的最短時間。

(2)緩沖電路在穩態下脫離主電路。緩沖電路只在開關狀態更迭時才連接主電路，而在非開關期，電路保持傳統PWM工作方式下的全部優點，如器件承受的電壓和電流應力低，開關頻率恒定，參數易于優化設計等。

(3)諧振電感LS不在主電路中，可以減小損耗，因為和開關周期相比較，換流期總是短暫的。

(4)在電網和負載的變化范圍內電路均能保持軟開關環境。以往一些電路存在的問題之一是軟開關環境強烈依賴于輸入電壓和負載電流，以至在一定的范圍以外，軟開關環境便遭破壞。

(5)緩沖電路中輔助管T2仍然以硬關斷方式工作。T2雖然具有ZCON環境，但關斷卻是硬關斷，因此關斷損耗較大。

2 改進型ZVS-Boost軟開關變換器

為了減小輔助開關管的關斷損耗，在輔助管上加入無損吸收電路，實現輔助管的軟關斷。如圖4所示，C1、D3就是關斷時的無損吸收電路。改進型ZVS-Boost電路工作模式和圖1所示ZVS-Boost電路工作模式基本相同，不同的是輔助管的關斷階段。改進型ZVTBoost電路的主要波形如圖5所示。由圖5可見一個開關周期包含的各個時段。

圖4 改進的ZVS-PWM-Boost電路結構

圖5 改進的ZCS-PWM-Boost電路波形

前3個時段與圖1所示ZVT-Boost電路工作模式完全相同。

d時段:在零電壓下主管受控開通，同時輔管受控關斷，iLr向吸收電容C1及輔助管內部電容Cds諧振充電，這期間諧振電感電流及電容電壓滿足以下關系:

由于增加了吸收電容C1，所以輔助管關斷時電壓上升的速度變慢，實現了關斷緩沖。

e 時段:當 Uc1=Ucds=U0時，D4導通，Uc1、Ucds被鉗位于U0，Lr通過已開通的主管向負載釋放能量，直至iLr=0。

f時段:iLr下降為零，D3、D4因電流過零關斷，主管流通全部的輸入電流。

g時段:主管受控關斷，輸入電流向Cr充電，Ucr上升，也就是Uds上升;由于Ucl+Uds=U。Uds上升使Uc1下降，同時輸入電流向C1反向充電，D4導通，直至Uds=U。Ucl=0，使輔助管的緩沖電容C1電壓無損回零，實現了無損吸收。可以看出，C1對主管的關斷也起到了關斷緩沖作用。

h時段:C1兩端電壓為零，Boost二極管D1開通，并保持 Uds=U，Ucl=0。

可以看出，改進型ZVT-Boost電路中的主管在零電壓下開通，關斷時由于并聯電容使主管電壓上升緩慢，減小了關斷損耗，實現了軟關斷;輔助管由于增加了緩沖吸收電容C1，同樣減小了關斷損耗，實現了軟關斷。而且吸收電路的能量1/2C1Uo2向負載釋放，沒有造成損耗。因此吸收電路進一步減小了原來ZVSBoost電路的損耗。

3 基于ZVS-Boost電路的PFC仿真分析

采用UC3854作為PFC控制器建立單相有源PFC技術的開關電源仿真電路如圖6所示，仿真參數設置如下:變步長，最大步長為1e-6s，相對精度為1e-3，算法選擇ode23t。

圖6 設計的開關電源原理圖

仿真結果如圖7、圖8所示。圖7(a)是輔助管觸發脈沖，(b)是主管觸發脈沖，可以看出主管開通時輔助管關斷。圖8(a)是主管漏極電壓，也就是諧振電容Cr兩端的電壓，從這個波形可以看出，主管關斷時漏極電壓上升緩慢，這說明增加吸收電容對主管的關斷也起到了緩沖作用。圖8(b)是輔助管漏極電壓，從這個波形可以看出，輔助管關斷時漏極電壓上升也緩慢，這說明增加吸收電容實現了輔助管的軟關斷;圖8(c)是緩沖電容兩端的電壓，從這個波形可以看出，主管導通期間，緩沖電容兩端的電壓等于輸出電壓，主管關斷期間，緩沖電容兩端的電壓等于零。

圖7 主管和輔助管的觸發脈沖

圖8 軟開關主要波形

圖9示出經濾波后的輸入電壓uac和輸入電流iac波形。由輸入電流iin的實驗波形可見，iin很好地跟隨了uin，達到了功率因數校正的目的。而且電路的運行效率較傳統硬開關電路的運行效率也得到了提高。

圖9 濾波后的輸入電壓uac和輸入電流iac波形

4 結論

本文詳細分析了ZVS-Boost軟開關變換器的工作原理。通過采用改進型ZVS-Boost電路進行功率因數校正電路的仿真結果表明，改進型ZVS-Boost電路增加了無損吸收電路，大大減小了關斷損耗，進一步減小了整個電路的損耗，使其在功率因數校正電路中有很高的實用價值。

［1］阮新波，嚴仰光.直流開關電源的軟開關技術［M］.北京:科學出版社，2000.

［2］國家技術監督局.GB/T 14549-93.電能質量公用電網諧波［M］.北京:中國標準出版社，1993.

［3］Hua G，Lee F C.A new class of zero-voltage-switched PWM converers［C］.Proceedings of the High Frequency Conversion Conference，1991:244-251.

［4］Hamada S，Maruyama Y，Nakaoka M.Saturable reactor assisted soft-switching technique in PWM DC-DC converter［C］.IEEE PESC，1992:93-100.

［5］王增福 ，李 旭 ，魏永明.軟開關電源原理與應用［M］.北京:電子工業出版，2006.