開關電感雙管高增益直流變換器的設計

隋忠磊，鮑炯華，湯 雨

(1.上海天祥質量技術服務有限公司，上海200233;2.南京航空航天大學自動化學院，江蘇南京210016)

0 引言

高增益DC/DC變換器被廣泛地應用在了光伏并網微逆變器、燃料電池供電系統中，具有重要的應用價值和研究意義［1-2］。雙管升壓結構能夠有效的降低功率開關管的電壓應力、電流應力，這對于提高變換效率是十分有益的［3-4］。考慮到雙管升壓結構的電壓增益十分有限，用開關電感［5］替換雙管升壓變換器的電感，得到開關電感雙管高增益直流變換器，該變換器具有電壓增益大，功率開關管電壓應力、電流應力低的優勢。論文從不同的參數對開關電感雙管高增益DC/DC變換器工作模態的影響入手，討論了變換器在電感大小一致和不一致條件下，不同的工作方式，分析了兩種方式下，變換器的電壓增益，功率開關管的電壓應力，給出了變換器的參數設計方法，最后通過200 W的樣機對理論分析進行了實驗驗證。

1 變換器拓撲分析

如圖1(a)所示為開關電感雙管高增益直流變換器的拓撲結構，變換器的兩個開關管S1，S2開關信號一致，控制方法、電路拓撲結構都較為簡單。考慮到高增益DC/DC變換器用于光伏發電的應用場合，DCM并不是推薦的工作模態，以下只分析CCM模式下變換器的工作原理，其工作模態如圖1(b)所示。

圖1 開關電感雙管高增益直流變換器及主要工作模態

1.1 電感參數一致時的工作模態分析

(1)模態1 ［t0，t1］在此階段中，開關管 S1、S2導通，電路中的電流流向如圖2(a)所示，4個相同大小的電感 L1a、L1b、L2a、L2b被并聯充電，負載側所需的能量由電容C提供。此時加載在電感L1a、L1b、L2a、L2b上的電壓為:

(2)模態2 ［t1，t2］在此階段中，開關管 S1、S2斷開，電路中的電流流向如圖 2(b)所示，L1a、L1b、L2a、L2b串聯放電，電容C被充電。根據KVL，此時加載在電感 L1a、L1b、L2a、L2b上的電壓為:

由電感電壓的伏秒平衡可知:

化簡式(3)，得出拓撲的電壓增益表達式為:

圖2 電感參數一致時不同工作模態下變換器的等效電路

1.2 電感參數不一致時的工作模態分析

為了方便分析，這里假設 L1a＜L1b＜L2a＜L2b。此時變換器工作可以分為圖3所示的5個模態，圖4為變換器工作的一些關鍵波形。

圖3 電感參數不一致時不同工作模態下變換器的等效電路

(1)模態1 ［t0，t1］在此階段中，開關管 S1、S2導通，電路中的電流流向如圖3(a)所示，4個電感L1a、L1b、L2a、L2b各自被輸入 Ui充電，負載側所需的能量由電容C提供。此時加載在電感 L1a、L1b、L2a、L2b上的電壓為:

(2)模態2 ［t1，t2］.在此階段中，開關管 S1，S2斷開，電路中的電流流向如圖3(b)所示，由于L1a＜L1b＜L2a＜ L2b，故 t1時刻有:

電感 L1b、L2a，L2b將被短路，由 L1a單獨釋放能量。iL1a以斜率(Uo-Ui)/L1a下降，iL1b、iL2a、iL2b保持不變，此時加載在各個電感上的電壓為:

圖4 電感參數不一致時變換器的一些關鍵波形

(3)模態3 ［t2，t3］在此階段中，電路中的電流流向如圖3(c)所示，t2時刻iL1a下降到iL1a(t1)=iL1b(t1)，D1b開始截止，L1a，L1b共同釋放能量，以斜率(Uo-Ui)/(L1a+L1b)下降，電感 L2a、L2b被短路，iL2a，iL2b保持不變，此時加載在各個電感上的電壓為:

(4)模態4 ［t3，t4］在此階段中，電路中的電流流向如圖3(d)所示，t3時刻 iL1a，iL1b下降到 iL1(t3)=iL1b(t3)=iL2a(t1)，D2a開始截止，L1a，L1b，L2a共同釋放能量，以斜率(Uo-Ui)/(L1a+L1b+L2a)下降，電感 L2b被短路，iL2b保持不變，此時加載在各個電感上的電壓為:

(5)模態 5 ［t4，t5］t5時刻 iL1a、iL1b、iL2a下降到 iL1a=iL1b=iL2a=iL2b，電路中的電流流向如圖3(e)所示，二極管 D2b開始截止，L1a、L1b、L2a、L2b串聯為負載提供能量。此時加在各個電感上的電壓為:

1.3 電感參數的一致性對變換器的影響1.3.1 變換器電壓增益

根據式(5)、(7)、(8)、(9)、(10)可知各個區間電感承受的電壓，運用電感的伏秒平衡，可以得出電感參數不一致時變換器的增益:聯系式(4)，可見G’CCM=GCCM，即電感參數的一致與否，并不影響變換器的電壓增益。

1.3.2 開關管的電壓應力

電感參數一致時，開關管關斷期間，兩個開關管均分Ui+Uo，即MOS管的電壓應力為:

而電感參數不一致時，由于部分電感被短路，兩個MOS管無法均壓，由圖3(b)、3(c)可知，開關管S2承受的最大電壓為U’S2=Uo，由圖3(e)可知，開關管 S1承受的最大電壓為

并且此分壓關系隨著電感間關系的不同而可能發生改變，例如:當 L1a＞L1b＞L2a＞L2b時，就有

對比式(12)、(13)可知，電感參數的不一致將會增大MOS管的電壓應力。

1.3.3 輸出二極管的電壓應力

電感參數一致時，由圖4(a)可知，開關管關斷期間，輸出二極管承受最大電壓，其電壓應力為:

當電感參數不一致時，由圖6(a)可知，輸出二極管承受最大電壓，其電壓應力為:

根據式(14)、(15)可知，電感參數的一致與否不影響輸出二極管的電壓應力。

1.3.4 開關電感結構中二極管的電壓應力

電感參數一致時，如圖4(a)所示，可知MOS管導通時，D1c，D2c承受最大電壓，其值為:

由圖 4(b)知，MOS 管斷開時，D1a，D1b，D2a，D2b均分Uo－Ui，其電壓應力為:

而電感參數出現差異時，如圖4(a)所示，D1c、D2c的電壓應力為:

MOS 管斷開時，如圖 4(b)、4(c)、4(d)、4(e)所示，D1a、D1b、D2a、D2b所承受的最大電壓分別為:

并且此關系隨著電感間關系的不同而可能發生改變，因此，變換器的二極管電壓應力將變為:

電感參數的不一致，將會增大開關電感單元中Da、Db的電壓應力，但不影響二極管Dc。

從以上分析可見，變換器電感參數的一致與否，并不影響變換器的電壓增益，但是電感參數的不一致，將會增大部分功率器件的電壓應力。

2 參數設計

由前面的分析可見，電感參數的一致性對于減小變換器功率器件的電壓應力有重要的意義，因此變換器的參數應按照電感大小一致進行設計。

2.1 電感的設計

設各個電感電流的平均值為IL，當開關管S1、S2導通時，流過開關電感單元L1、L2的電流平均值可表示為:

根據KCL，并化簡可得:

開關管導通時，可得:

令 ΔiL=KiIL，聯立式(4)、(13)、(14)并化簡:

2.2 開關管的選擇

MOSFET的電壓應力已在式(12)中已經給出。令ΔiL=KiIL，則MOSFET的電流有效值可表示為:

2.3 二極管的選擇

輸出側二極管的通態平均電流即為輸出電流Io。開關電感結構中二極管D1c、D2c的電壓應力已在式(17)中給出，D1c、D2c的通態平均電流為:

開關電感結構中二極管 D1a、D1b、D2a、D2b的電壓應力已在式(18)中給出，D1a、D1b、D2a、D2b的通態平均電流為:

2.4 與單管開關電感變換器的比較

與文獻［5］提出的單管開關電感變換器相比雙管開關電感變換器具有電壓增益高，開關管電壓應力低的優點。

表1為文獻［5］提出的變換器和本文提出的變換器性能的對比。

表1 兩種變換器性能的對比

3 仿真驗證

圖5顯示了在30 V輸入電壓下仿真的結果，圖5(a)顯示了在相同電感值(為500 μH)下輸入電壓Ui波形，輸出電壓Uo波形，電感電流波形和開關管電壓波形，這種情況下不同電感的電流相同，兩個開關管電壓應力相同。圖5(b)顯示了在不同電感值下的波形(L1a＜L1b＜L2a＜L2b)。如圖5所示，當電感值不同時電感電流不一致，會導致開關管電壓應力升高，性能下降。

4 實驗結果

為了驗證理論分析的正確性，對開關電感雙管高增益DC/DC變換器在電感參數一致時的CCM工作模式下進行了實驗驗證。實驗的條件為:輸入電壓Ui為30 V，輸出電壓為200 V，輸出功率為200 W，工作頻率50 kHz，L1a=L1b=L2a=L2b=500 μH，變換器在30 V輸入條件下的實驗波形如圖6所示。

圖5 仿真結果

圖6(a)為占空比控制信號Ugs，MOS管的漏源電壓US1、US2的波形，與理論計算值115 V相接近;圖6(b)為占空比信號Ugs和電感電流iL1、iL2的波形，電感電流平均值與理論值2.42 A相近;圖6(c)為占空比信號Ugs，二極管D1a、D1c所承受的反向電壓波形，D1a所承受的反向電壓與理論計算值42.5 V相接近，而D1c所承受的反向電壓與理論計算值30 V近似相等。

圖6 30 V輸入電壓下的實驗波形

5 結論

本文分析了一種基于開關電感的有源網絡升壓變換器，該變換器具有較高的電壓增益，較低的功率器件電壓應力。文章詳細地分析了電路工作原理，討論了功率器件的電壓應力。最后，設計了一個200 W原理樣機，實驗結果與理論分析相一致。

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