基于PDM＆AVC功率控制串聯諧振逆變器的研究

孫瑞波，沈錦飛

(江南大學電氣自動化研究所，江蘇無錫214122)

0 引言

在實際應用中，感應加熱電源需要根據負載等效參數隨溫度的變化和加熱工藝的需要，隨時對感應加熱電源輸出的功率進行調節，因此，選擇合適的調功方式對于感應加熱電源來說非常重要［1］。逆變側功率的調節依據控制方式可分為脈沖頻率調節(PFM)，脈沖移相調節(PSM)，脈沖密度調節(PDM)［1，2］和不對稱電壓消去法調節(AVC)［3］。PFM方式控制方法簡單，但在輕載時逆變器的輸出功率因數很低，開關損耗大。PSM方式在輕載時移相角增大，輸出電壓脈沖寬度減小，電流波形變成近似三角波;PDM方式輕載時逆變器輸出電流波形峰值波動大，甚至會出現電流斷續，而且功率調節過程為有極調功［4］。AVC方式下的逆變器比PSM方式下工作效率更高［3，5］，但其調功范圍有限［6］，輕載條件下的應用受到限制。

本文提出了一種新型的PDM＆AVC控制方式，該控制方式結合了PDM和AVC的優點，克服了PDM輕載時波形會出現斷續的缺點，避免了有級調功，而且解決了AVC調功范圍有限的問題。

1 逆變器結構及工作原理

圖1所示為采用單相串聯諧振式全橋逆變器的主電路結構。在PDM＆AVC控制方式中，VT1和VT2的觸發脈沖采用脈沖密度調制，且觸發脈沖密度始終保持相等，VT3和VT4在功率輸出單元內分別按常規PWM方式和AVC方式控制，而它們在負載能量自然衰減單元內觸發等待，由負載電流的正負性決定通斷狀態。

圖1 逆變器主電路

下面以VT1和VT2觸發脈沖的脈沖密度同為8/16，移相角為α時的情況為例，分析逆變器主電路一個周期內的工作情況。逆變器工作波形如圖2所示，其中，VT1～VT4為開關管的觸發脈沖，uab為逆變器輸出電壓波形，io為逆變器輸出電流波形。

圖2 逆變器的工作波形圖

逆變器有8種工作模式，具體的工作過程分析如下:

(1)模式1(t0～t1):在t0時刻，加驅動信號給VT1和 VT4，負載負向電流 io通過-Ud→VD4→Ro→Lo→Co→VD1→+Ud流通，逆變器輸出電壓為+Ud。

(2)模式2(t1～t2):在t1時刻，負向電流減小到0，VD1和 VD4關斷，VT1和 VT4導通，正向電流 io通過 +Ud→VT1→Co→Lo→Ro→VT4→-Ud給負載供電，VT1和VT4為零電流零電壓導通，逆變器輸出電壓為 +Ud。

(3)模式3(t2～t3):在t2時刻，開關管 VT4關斷，電流的方向沒有發生改變，此時，VT4上電流轉移到VD2，維持電流連續。電流通過VT1→Co→Lo→Ro→VD2組成回路續流，逆變器輸出電壓為0。

(4)模式4(t3～t4):在t3時刻，加驅動信號給VT2和VT3，而開關管VT1關斷，與模式1類似，正向電流通過-Ud→VD3→Co→Lo→Ro→VD2→ +Ud流通，逆變器輸出電壓為-Ud。從VT4關斷到VT1關斷的這段時間即為移相角α，通過改變它的大小，就可以調節輸出電壓的大小。

(5)模式5(t4～t5):當流過VD2和VD3的正向電流減小到0后，開關管VT2和VT3導通，且導通方式為零電流零電壓導通。電流io由正向變為負向，通過+Ud→VT2→Ro→Lo→Co→VT3→-Ud給負載供電，逆變器輸出電壓為-Ud。

(6)模式6(t5～t6):在 t5時刻，VT2關斷，同時加驅動信號給VT4。此時，VT2上負向電流轉移到VD4，維持電流連續。電流通過VD4→Ro→Lo→Co→VT3組成回路續流，逆變器輸出電壓為0。

(7)模式7(t6～t7):在t6時刻，VT3零電流零電壓關斷，VT4零電流零電壓導通。換流結束后，負載電流io通過 VD3→Co→Lo→Ro→VT4續流，逆變器輸出電壓為0。

(8)模式8(t7～t8):在t7時刻，VT4零電流零電壓關斷，VT3零電流零電壓導通。負載電流io通過VD4→Ro→Lo→Co→VT3續流，逆變器輸出電壓為0。

2 逆變器輸出功率特性分析

在一個由若干開關周期組成的脈沖密度周期內，逆變器的輸出功率由功率輸出單元和負載能量自然衰減單元組成，通過調節兩個單元的比例關系可以得到不同的輸出功率。在單個功率輸出單元中，將逆變器的輸出電壓uab利用傅里葉級數進行展開，可以得到uab的基波分量:

式中，α 是 VT4的移相角，θ1=arctan［sinα/(3+cosα)］。

根據輸出功率表達式

可得，當VT4的移相角為α時，逆變器的最大輸出功率為:

在PDM方式下，當脈沖密度周期為T，脈沖密度周期內的功率輸出時間為TA時，輸出的負載電流io的包絡線iE滿足:

當 T?1/δ時，有

因此，在PDM＆AVC方式下，逆變器的平均輸出功率為:

3 PDM＆AVC的控制策略

通過上述對VT1和VT2脈沖密度為8/16，移相角為α時逆變器的工作過程和輸出功率特性的分析，可以得到，當需要調節輸出功率時，可以改變VT1和VT2脈沖密度或VT4的移相角進行調功。為了獲得平穩的輸出電流，VT1和VT2的控制信號采用圖3的脈沖密度形式。

圖3 VT1和VT2的控制信號

采用不同的脈沖密度TA/T與移相角α的組合，可以使逆變器的輸出功率從額定值到允許輸出的最小值之間變化。在保持輸出電流波形最為接近正弦的情況下，表1給出了一種TA/T與α組合的功率控制表。在調功過程中，首先對要輸出的功率進行查找，找到對應的脈沖密度TA/T，再根據公式(7)，計算出所對應的移相角α的值，將這兩個值進行處理后，用得到的PWM信號來控制逆變器的輸出。

表1 TA/T與α組合的功率控制表

4 仿真結果與分析

為了驗證以上分析的合理性，對圖1的串聯諧振式全橋逆變器主電路進行仿真分析，電路參數為:Ud=150 V，感應線圈等效電阻Ro=15 Ω，等效電感Lo=169 μH，開關頻率 f=50 kHz，品質因數 Q=3.7，匹配電容Co=56nF。用Pspice軟件進行仿真，得到逆變器的輸出電壓Uab，輸出電流io的仿真波形如圖4所示。

由圖4(a)、(b)可見，可以通過調節移相角α，將輸出功率調節到90%額定功率，且輸出電流波形平穩;由圖4(c)可見，通過將脈沖密度TA/T和移相角α相結合的調節方式使輸出功率達到20%額定功率時，輸出電流波動比較小;由圖4(d)可見，當TA/T=4/16，通過調節α將輸出功率調節到5%額定功率時，電流仍然連續，從而可以作為檢測對象，實現閉環調功控制。基于PDM＆AVC控制方式的逆變器輸出功率可以從接近于0到額定值之間任意調節，克服了AVC方式下功率調節范圍只能在額定功率的25%到100%之間的局限性。

圖4 仿真波形

5 結論

本文將脈沖密度調節和不對稱電壓消去法相結合，提出了一種PDM＆AVC的復合功率控制串聯諧振逆變器，該逆變器具備兩者的優點，同時克服了單純采用脈沖密度調制時輸出電流可能出現斷續、功率調節不連續，和單純采用不對稱電壓消去法調功范圍有限的缺點。合理的選擇脈沖密度TA/T和移相角α的組合，可以使逆變器輸出電流更加平穩，開關管工作在軟開關狀態，功率損耗小。仿真結果驗證了該逆變器的可行性和有效性。

［1］朱 輝，彭詠龍，路智斌，等.基于脈沖密度調節的諧振逆變器頻率跟蹤控制策略［J］.大功率變流技術，2012(4):23-26.

［2］盧 嘯，沈錦飛，劉義華.基于AVR的高精度CPSM感應加熱電源的研究［J］.電力電子技術，2013，32(1):36-38.

［3］José M B，Luis A B，Fernando Monterde，et al.Asymmetrical Voltage-Cancellation Control for Full-bridge Series Resonant Inverters［J］.IEEE Trans.on Power Electronics，2004，19(2):461-469.

［4］馬紅斌，沈錦飛.感應加熱電源PDM-PSM復合功率控制策略研究［J］.電力電子技術，2007，41(5):70-72.

［5］Jirapong Jittakort，Samart Yachiangkam，Anawach Sangswang，et al.A Variable-Frequency Asymmetrical Voltage-Cancellation Control of Series Resonant Inverters in Domestic Induction Cooking［A］.8th International Conference on Power Electronics-ECCE Asia［C］.2011:2320-2327.

［6］孫 巍，黃友橋，徐應年.恒頻不對稱電壓消除法串聯諧振逆變電源研究［J］.控制技術，2011，31(4):11-14.

［7］張智娟，劉 超.PDM感應加熱電源中品質因數對負載電流的影響［J］.電力電子技術，2010，44(2):77-79.