基于復合控制的變頻調速系統實驗平臺

孫鐵成，鞠雪強，王 鈺，娜仁圖亞

（哈爾濱工業大學 電氣工程系，黑龍江 哈爾濱 150001）

矢量控制技術，經過復雜的坐標變換，可以將電機的轉矩與磁鏈控制解耦，達到與直流電機調速系統相媲美的調速性能［1－2］。但是矢量控制計算復雜，調速性能還受到轉子參數的影響，而且對外界抗干擾能力比較弱。直接轉矩控制（direct torque control，DTC）這一高性能控制策略便由此發展起來，并被推廣到弱磁調速［3］。該控制方法通過Bang－Bang控制，不依賴電機數學模型的簡化，不需要復雜的旋轉坐標變換，結構簡單，具有較強的魯棒性［4－7］，且運行性能不受轉子參數變化的影響［8］。但是直接轉矩控制技術還存在以下問題［9－11］：直接轉矩控制在采用 Bang－Bang控制時，會使得轉矩產生較大的脈動；滯環的存在，使得系統的開關頻率不能固定；低速運行時，定子電阻的壓降不可忽略，定子電阻的變化會對此聯模型的估算精度產生較大影響。針對直接轉矩控制系統存在的問題，文獻［12－13］提出了多種解決方案，使得DTC方法的調速性能有了較大的改善。

本文從DTC技術存在的問題出發，對調速系統的控制策略進行優化，提出了一種基于SVM－DTC的控制策略，并設計了一個交流調速實驗平臺。該實驗平臺面向學生設計，硬件電路主要由交－直－交變頻主電路構成，其中逆變電路部分采用智能功率模塊IPM，軟件主要靠VC＋＋6.0對整個系統控制策略進行編程，并生成一個人機交互界面，軟硬件之間通過基于PCI總線的DSP運動控制卡實現數據傳輸，實現實驗平臺的實時性和開放性控制。

1 SVM－DTC控制建模與原理

1.1 感應電機的數學模型

1.1.1 定子磁鏈模型

定子磁鏈模型的建立主要靠磁鏈觀測器實現。本文采用魯棒性強、結構簡單易于實現的u－i模型對定子磁鏈Ψ進行觀測，得到如下數學方程：

式中θ為磁鏈位置角。

將（1）式的方程進行組合，可得到定子磁鏈的u－i模型結構如圖1所示。

圖1 定子磁鏈的u－i模型結構圖

1.1.2 電磁轉矩模型

轉矩的觀測是在定子磁鏈觀測的基礎上獲得的。經過坐標變換，電磁轉矩Te方程為

同樣，經過轉換之后可以得到轉矩模型的結構如圖2所示。圖2中np為電機極對數。

圖2 電磁轉矩觀測模型結構圖

1.2 SVM－DTC的原理

如圖3所示：霍爾傳感器檢測電機的電流信號，經過采樣并轉換成數字信號，由此估算出定子磁鏈、磁鏈位置角和電磁轉矩的大小。經過磁鏈PI調節器和轉矩PI調節的閉環調節，得到參考電壓矢量在定子磁鏈x－y坐標系中的2個分量Ux和Uy，經過Park逆變換，將Ux和Uy轉化為兩相靜止坐標系中的電壓分量，將兩電壓分量和磁鏈位置角進行矢量合成便可以得到目標參考電壓矢量，并判斷此時目標參考電壓矢量所在的扇區，計算出各扇區相應矢量的作用時間，由此產生PWM開關信號，實現系統的變頻調速。

圖3 SVM－DTC變頻調速原理

2 SVM－DTC控制策略的實現

2.1 目標矢量所在扇區的判斷

設目標電壓矢量Uref在兩相靜止坐標系下的電壓分量為Uα、Uβ，設A0、A2、A4滿足下式：

將公式（5）中求得的 A0、A2、A4的值代入下式計算P（中間變量）值，然后根據計算得到的P值查表1獲得目標電壓矢量所在扇區號。

表1 各P值對應的扇區號

2.2 各扇區相應矢量的作用時間確定

空間矢量調制（SVPWM）是根據目標電壓矢量所在位置，選擇與其相鄰的基本電壓空間矢量，設定這兩個矢量的作用時間，然后計算并生成功率管的開關信號，從而合成目標電壓矢量。如圖4所示，當目標電壓矢量Uref位于基本電壓矢量所劃分出的第Ⅰ扇區時，選擇U4和U6分別作用T4和T6時間，以合成Uref。其中Ts為采樣周期。

圖4 目標電壓矢量合成原理

設變頻主電路直流母線電壓為Udc，根據伏秒平衡原理，可以通過公式（7）計算電壓U4、U6和零電壓矢量的作用時間T4、T6、T0：

在α－β坐標系下描述為

聯立公式（7）和（8），可以得出電壓U4和U6以及零矢量的作用時間分別為：

據此，可以很容易地計算得到各基本電壓矢量的作用時間，故可以利用DSP的時間寄存器數字化實現目標電壓矢量的SVPWM合成。

2.3 矢量切換點的計算

設Tcm1、Tcm2、Tcm3分別為與三角波比較生成PWM波形的3個比較值，即對應開關管的開通時刻。令Ta＝ （Ts－Tx－Ty）／2，Tb＝Ta＋Tx，Tc＝Tb＋Ty，則在不同扇區內Tcm1、Tcm2、Tcm3值得大小可以根據表2進行賦值。

表2 扇區矢量切換點Tcm1、Tcm2、Tcm3

3 硬件電路實現

3.1 交流調速實驗平臺

該平臺的硬件電路如圖5所示，由二極管整流電路、智能功率模塊逆變電路、電流霍爾傳感器檢測電路、DSP運動控制卡、電壓檢測電路、光電編碼器轉速檢測電路，以及過壓、過流保護電路和PWM信號隔離電路等組成。

圖5 交流變頻調速系統硬件結構圖

三相交流電經過自主設計的整流電路后，經過智能功率模塊IPM進行逆變，實現對感應電機的變壓和變頻控制。電路中的霍爾傳感器、光電碼盤等采集的電流、轉速、電壓信號輸入DSP，經過DSP的A／D轉換，由PCI總線傳送給PC進行控制，從而產生IPM所需的PWM信號，經過光耦隔離后，由施密特反相器進行PWM信號的整形，輸入IPM進行逆變。系統中的過電壓、過電流保護電路可以在故障出現時關斷IPM。

3.2 基于PCI總線的DSP運動控制卡

基于PCI總線的DSP運動控制卡如圖6所示，上位機將控制命令和數據通過PCI發送到雙端口RAM，并發出中斷信號給DSP的中斷引腳XINT1，DSP響應中斷，去讀取雙端口RAM中的信息以控制電機的運行；同樣，DSP將采集到的電壓、電流等信號發送到雙端口RAM，并發出中斷信號給PCI的中斷引腳LINT1，由上位機讀取后進行分析和處理，并將相關參數實時顯示在控制界面上。

由于PCI輸出的高電平在＋2.8V和＋5V之間，而且雙端口RAM的數據信號電平為＋5V，而DSP能接受的最高電平為＋3.3V，為了保證DSP及其外圍器件工作的安全可靠，這就存在一個DSP與雙端口RAM之間的電平轉換關系問題，因此需要加總線電平轉換電路。

圖6 基于PCI總線的運動控制卡結構圖

4 人機交互界面設計

使用VC＋＋6.0進行人機交互界面窗口的設計，并對電機控制算法進行編程，本文控制策略的算法就是在此界面下進行編輯的。

圖7所示人機交互界面，分為控制算法選擇、在線參數修改和波形顯示部分。用戶可以在此界面中選擇不同的電機控制算法，由不同的按鈕來控制電機的啟停和正反轉運行，并將實驗過程中采集到的實時波形與設定值進行比較輸出。該界面還可以對程序算法進行在線修改，通過PCI總線與DSP進行通信，具有較強的可讀性?？紤]到面向學生實驗，本軟件具有較強的安全性和可靠性。

圖7 人機交互軟件界面

5 實驗測試與結果

根據SVM－DTC控制策略的原理，在圖5所示的硬件電路上進行電機動靜態性能測試。實驗室所用電機是三相鼠籠式異步電機，其參數如下：額定電壓UN＝220V，額定功率PN＝100W，額定電流IN＝0.48A，額定頻率fN＝50Hz，額定轉速nN＝1 500 r／min，極對數np＝2。

5.1 靜態性能測試

電機在穩定負載條件下運行時，其靜態測試結果如圖8—圖10所示：其中圖8顯示的三相電流采樣波形是以C相電流為基值，A、B兩相電流在C相電流基礎上都加了一定的數值，便于三相電流的分離顯示；圖9是電機在穩定負載情況下的轉速變化曲線；圖10是電機的磁鏈圖。

圖8 三相電流波形

圖9 電機運行速度曲線

通過實驗結果可以得出：基于空間矢量調制的直接轉矩控制策略下的變頻調速系統，三相電流為標準的正弦波，諧波含量少；轉速運行平穩，無波動；磁鏈基本上接近圓，靜態性能較好。

5.2 動態性能測試

本文針對電機動態特性的測試主要包括：空載起動實驗和動態調速實驗?？蛰d起動特性實驗是在給定頻率為50Hz情況下進行的，實驗結果如圖11所示。動態調速實驗，運行頻率由50Hz降到40Hz過程中，轉速與電流波形變化如圖12和圖13所示。

圖10 電機運行過程中磁鏈圖

圖11 空載起動時定子電流波形

圖12 電機減速的轉速波形

圖13 電機減速的電流波形

電機起動實驗結果表明：定子電流在0.2s時間內達到穩定。電機起動后，電流響應速度快，脈動小，穩定性高，動態性能好。

變頻調速實驗結果表明；當電機運行過程中頻率從50Hz變化到40Hz進行動態調速時，實際轉速會快速地跟隨給定轉速變化，最后穩定在1 200r／min，電流波形會跟隨轉速變化而稍有波動。整個變頻調速過程，響應迅速，跟隨性好，具有較好的動態性能。

6 結束語

本文對基于SVM－DTC控制策略的變頻調速實驗進行了研究測試，有效地解決了矢量控制受參數影響，以及傳統的直接轉矩控制存在的低速運行時轉矩和電流脈動大、開關頻率不固定、定子電阻變化和磁鏈估算影響控制精度等問題。實驗中分別進行了動靜態實驗和變頻調速實驗測試，測試結果驗證了該控制策略具有較好的動靜態性能，靜態穩定性能高，動態響應快。

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