摘要:針對大功率LED照明驅動的需求,本文設計了一款基于L6561和OB2269芯片的LED驅動電源。該驅動電源采用兩級驅動結構,前級為工作在臨界斷續模式的有源功率因數校正電路,后級為單端反激變換電路。最后,基于以上設計制作出一臺輸入寬電壓范圍100~240V、輸出36V/3A的108W驅動電源,并通過實驗測試,驗證所設計驅動電源的可行性。本文網絡版地址:http://www.eepw.com.cn/article/233869.htm
關鍵詞:驅動電源;功率因數校正;單端反激
DOI: 10.3969/j.issn.1005-5517.2014.2.008
第一作者簡介: 周俊生, (1968 - ) 男, 廣東饒平人, 碩士,工程師, 華南理工大學, 研究方向: 電子電路、電子工藝和焊接技術。
1 驅動電源整體結構
本文設計的大功率LED驅動電源采用兩級結構。市電220V交流電經過整流濾波電路后,進入前級的有源功率因數校正(APFC)電路,輸出穩定的直流后,通過后級的單端反激變換電路進行降壓,實現穩態恒功率控制[1-2],其結構框圖如圖1所示。
計算得到Co為102.9μF。
因電容器的電容量存在誤差,還需要考慮降額使用。在此設計中降額20%,故選用標稱值150μF、耐壓值420V的電解電容。
2.3 功率MOSFET的選擇
選擇MOSFET的主要參考依據是導通電阻RDSon,針對功率因數校正技術的應用,開關管的耐壓是由過壓允許值以及輸出電壓決定的,它所能承受的最大電壓出現在開關管的關斷時刻,大約為電源額定直流的輸出電壓值[4]。在選用開關管時,它的耐壓規格最好留出20%的電壓裕量,因此本設計中采用的開關管源漏極承受電壓為VDSS≥1.2V0=480V。流過MOSFET的最大平均電流為
電流檢測比較器的反向輸入端,通過L6561芯片的CS引腳,可檢測流過電感的瞬間電流大小,并藉由外部檢測電阻RS轉換成電壓值。一旦這個值達到了乘法器輸的出極限值,PWM的栓鎖就被重置、MOSFET就被關閉。在PWM栓鎖還未被ZCD訊號設定之前,MOSFET都會在關閉的狀態。感測電阻值RS的大小由下式計算:
管腳3是乘法器的第二個輸入端;整流后的電壓通過一個電阻分壓網絡連接到此引腳,以獲得一個正弦波的參考電壓信號[5]。乘法器可由以下關系描述:
3 單端反激恒流電路
本設計采用單端反激式變換器,使用On-Bright(昂寶)公司OB2269芯片[6]。反激式變換器電路的原理圖設計如圖4所示。
3.1 變壓器的設計
設計反激式變壓器,就是要讓反激式開關電源工作在一個合理工作點,使其發熱量盡量少[7-8]。
求得NS=8.29,取9匝。兩個輔助繞組,一個用于輸出端恒流芯片供電,一個用于去磁檢測,取兩個輔助繞組的輸出電壓為15V,其匝數均為:NA=15×Ns/(Vo+VF)。計算NA=3.69,取4匝。
變壓器繞制,初級線圈采用0.4mm漆包線,次級繞組及兩個輔助繞組采用0.3mm漆包線,為降低集膚效應影響,都采用3股并繞法。繞線占用窗口面積為20.19mm2,小于PQ3230型鐵氧體磁芯的窗口面積,因此線圈繞制合理。變壓器需開氣隙為:Ig=4π×10-7?Np?Ag/Lp=0.34mm。3.2 開關管的選擇
開關管承受最大電壓有PFC輸入電壓、原邊感應電壓和開關管關斷時初級線圈沖擊電壓,電壓之和約為638V。開關管開通延遲與關斷延遲時間都要盡可能短,以提高開關速度,避免造成無謂損耗。考慮裕量和開關管損耗,在此選用Infineon公司的20N60S5。
3.3 恒流限壓控制電路的設計
限壓控制方面,選用德州儀器公司生產的三端可調分流基準源TL431A。在應用中要選擇傳輸系數和耐壓較高的光電耦合器,選用型號為PC817的光耦器。另外需通過R16、R17、R18對TL431A進行分壓,分別取R16=3kΩ、R17=100kΩ、R18=39kΩ,計算能得到穩定時V1=36V,符合條件。恒流控制方面,選用型號為LM358的運算放大器。
4 實驗測試數據及分析
在完成電路調試和驅動電源的制作后,采用功率電阻模擬負載的方式,對電源樣機的實際工作情況進行了實驗測試。電源在不同輸入電壓條件下負載工作時所測得的數據如表1所示。從表中數據可以看出,在100到240V的寬輸入電壓范圍內,輸出電流均保持在3A左右,達到恒流輸出的效果。
電源在不同負載條件下工作時所測得的數據如表2所示。數據表明,電源效率及功率因數隨負載增加而上升。在滿負載的情況下,驅動電源樣機的功率因數達到96.9%,效率能達到86.75%,基本符合大功率LED照明系統對驅動電源的要求。
5 結論
本文從功率因數校正和變換器及其拓撲結構上進行了討論分析,設計出一款有源功率因素校正的單端反激變換大功率LED驅動電源,通過測試驅動電源的功率因數和效率,給出實驗結果并進行分析,驗證本文所述理論的正確性。
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