一種2.65GHz高效電流模式D類功率放大器設計

摘要：傳統的電壓模式D類功率放大器（VMCD PA）由于寄生電容放電造成的能量損耗，無法應用在頻率大于1GHz的射頻電路中。電流模式D類功率放大器（CMCD PA）通過實現零電壓開關避免了漏極電容放電造成的能量損耗，使高效高頻率D類功率放大器的實現成為可能。CMCD PA可以看作push-pull結構的兩個F-1類功率放大器，在設計時可以使用F-1類功率放大器的設計方法。本文分析了CMCD PA的基本原理和設計方法，設計了一種新型高效CMCD PA，在2.65GHz時具有73%的效率、12.3dB的功率增益和40.3dBm的輸出功率。本文網絡版地址：http：//www. eepw.com.cn/article/245928.htm

關鍵詞：電流模式D類功率放大器；高頻率；高效；零電壓開關

DOI： 10.3969/j.issn.1005-5517.2014.4.006

引言

功率放大器（PA）的效率是整個無線通訊系統效率最重要的影響因素，傳統的線性PA（包括A類，B類，AB類和C類）具有良好的線性度，但效率卻非常低，造成了大量的能量損耗，這不僅增加了無線通訊系統的成本，并且給整個系統的散熱帶來了巨大的困難；而開關類功率放大器（SMPA）由于具有很高的效率，已經成為無線通訊行業的研究焦點。

在SMPA中，驅動電壓幅度足夠強（過驅動），使得輸出晶體管相當于受控的開關，在完全導通（晶體管工作于線性區）和完全截止（晶體管工作于截止區）之間瞬時切換，在理想情況下，開關上的電壓和電流沒有交疊，可以達到100%的效率[1]。然而在實際電路中，由于寄生阻抗和有限的開關速度，晶體管并不是一個理想的開關，SMPA的效率會隨著頻率的增加而快速地下降。D類PA作為最早被報道的SMPA已經廣泛地應用于音頻領域。傳統的VMCD PA在每個信號周期內，晶體管漏極電容（Cds）的放電會造成了1/2CV2的能量損耗（V為晶體管導通瞬間時的初始漏極電壓）[2-3]，頻率越高，其造成的能量損耗越大，因此傳統的VMCD PA在高頻時無法實現較高的效率，其很少應用在射頻領域。E類PA通過實現零電壓開關很好地解決了這個問題，在開關導通的瞬間，晶體管上的電壓為零從而避免了電容放電造成的能量損耗[4]。然而不確定的占空比、非線性的電容和其他的寄生阻抗都會降低E類PA的效率。

CMCD PA的出現提供了另一種實現零電壓開關的方法，其漏極電壓為半正弦波，在晶體管導通和關閉的瞬間，晶體管上的電壓為零，避免了漏極電容放電造成的能量損耗。CMCD PA的出現使高頻D類PA的實現成為可能，近些年許多高效率的射頻CMCDPA被報道出來[5-8]，其中頻率最高的達到了2.6GHz[7]。本文設計了一個工作在2.65GHz的高效CMCD PA，其EM仿真功率附加效率（PAE）達到了73%，輸出功率在10W以上。

1 D類 PA基本原理

圖1（a）所示是VMCD PA 的基本結構，兩個晶體管偏置于近似B類的工作狀態且輸入信號相位相差為180°，因此兩個晶體管各導通半個周期。晶體管輸出端接一個串聯的LC濾波器，其諧振頻率為信號的中心頻率。串聯LC濾波器使得PA的輸出電流為標準正弦波形，圖1（b）所示是VMCD PA的理想電壓電流波形，每個晶體管的漏極電流為半正弦波，漏極電壓為方波，晶體管的漏極電流電壓波形不存在交疊，其效率為100%。實際電路中，晶體管的輸出電容Cds的放電會對漏電壓產生影響，使其無法成為標準的方波。在每個信號周期內電容放電造成的能量損耗為1/2CV2，頻率越高，能量損耗越高，因此VMCD PA在音頻頻段內較為流行，在射頻領域則很難保證高效率。

圖2（a）為CMCD PA的電路原理圖，這里將串聯LC濾波器換為并聯LC濾波器，并聯LC濾波器使得輸出電壓為標準的正弦波，圖2（b）為晶體管理想的電流和電壓波形，每個晶體管的漏極電壓為半正弦波，漏極電流為方波，晶體管的漏極電流電壓不存在交疊，其效率為100%。

相比VMCD PA，在開關導通和關閉的瞬間，CMCD PA晶體管兩端電壓為零，避免了漏極電容放電所造成的能量損耗，實現了零電壓開關，同時晶體管的漏極寄生電容，也可看作是并聯諧振器的一部分，從而減少了晶體管寄生電容對效率的影響。在高頻率時，CMCD PA相比VMCD PA具有更高的效率，并且VMCD PA通常需要輔助器件或者抽頭式變壓器才能正常工作，而CMCD PA可以通過巴倫結構實現。CMCD PA的出現使高頻D類PA的實現成為可能。

通過上述分析，我們發現CMCD PA晶體管的漏極電流電壓波形與F-1類PA一致，因此我們也可以將CMCD PA看作兩個push-pull結構的F-1類PA[8]。F-1類PA使用輸出濾波器對晶體管漏端電壓和電流中的諧波成分進行控制，歸整晶體管漏端的電壓波形或者電流波形，使得它們沒有重疊區，減小開關損耗，提高PA的效率[1]。理想狀態下，F-1類PA晶體管漏極電壓波中只含基波分量和偶次諧波分量，電流波只含基波分量和奇次諧波分量，漏極諧波輸出阻抗需要滿足如下關系式：

其中，Z1為輸出電路基頻阻抗，Zn為輸出電路n次諧波阻抗，Zopt為基頻最佳輸出阻抗。在設計CMCD PA時我們可以借鑒F-1類PA的設計方法，通過諧波匹配電路實現上述輸出阻抗，從而調節晶體管的漏極電壓和電流波形，提高CMCD PA的效率。

2 CMCD PA電路設計與仿真

針對上述理論分析，我們采用Cree公司的GaN HEMT晶體管CGH40006P設計了一種新型高效CMCD PA。GaN HEMT晶體管因為具有高電子遷移率、高功率密度、高擊穿電壓等特性，已經被廣泛應用在高效率、高功率射頻PA中。

CMCD PA 需要在輸入端和輸出端實現平衡和非平衡信號的轉換，因此需要選取合適的功率分配器與功率合成器，本文設計的CMCD PA選取了Anaren公司的巴倫3A625，其工作頻率為2.3～2.7GHz，滿足本設計的要求。

根據理論分析，CMCD PA應偏置在B類的工作狀態，通過直流仿真發現CGH40006P的開啟電壓約為-3.3V，考慮到晶體管的穩定性，我們將CMCD PA晶體管的柵極電壓偏置在-3.4V，漏極電壓偏置在典型的28V。

CMCD PA高效率的關鍵在于輸出諧波匹配電路的設計，該PA的輸出匹配電路結構采用了開路枝節微帶線的結構，其電路原理圖如圖3所示。其偏置電路采用了傳統的λ/4（90°）微帶線結構，其不僅能夠為晶體管提供穩定的偏置電壓，并且在2次諧波和4次諧波時能夠實現阻抗的短路，經過后續電路的阻抗變換，實現了在晶體管漏極偶次諧波的開路；電路中的λ/12（30°）和λ/20（18°）開路枝節微帶線分別在3次諧波和5次諧波時實現了阻抗的短路，經過后續電路的阻抗變換，實現了在晶體管漏極奇次諧波的短路。

CMCD PA電路的整體電路原理圖如3所示，輸入電路同樣采用了開路枝節微帶線的結構，偏置電路采用了傳統的λ/4微帶線，匹配電路采用了簡單的L枝節匹配，同時輸入電路采用了RC并聯網絡和并聯到地的大電阻來提高電路的穩定性。

該PA的電磁仿真結果如圖4和圖5所示，圖4為晶體管漏極電壓電流波形和頻譜，從頻譜中可以看出該PA實現了晶體管漏極偶次諧波的開路和奇次諧波的短路，漏極電流近似為方波，漏極電壓近似為半正弦波；圖5為CMCD PA的效率和輸出功率曲線，在28dBm輸入時，輸出功率為40.3dBm，PAE為73%。

3 總結

本文分析了CMCD PA的基本原理和設計方法，提出了一種新型的高效CMCD PA結構，并采用GaN HEMT晶體管設計了一個工作在2.65GHz的高效CMCD PA，其在EM聯合仿真中具有12.3dB的功率增益、40.3dBm的輸出功率和73%的PAE。

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