中點活箝位三相五級逆變器研究

陳賢明

（國網電力科學研究院，江蘇 南京 210003）

1 前言

多級逆變器在中、大功率的電氣裝置中應用日益廣泛，用于各種需要變頻的裝置中，如風機、水泵、卷揚、軋機和抽水蓄能電站等，為節能減排起著很大的作用，因此得到較大的發展。其中二極管中點箝位多級逆變器占有較大份額，近年來在風力、太陽能光伏發電中也要用較大功率逆變器，為使運行過程中得到接近正弦波形輸出，省掉濾波器，通常使用脈寬調制PWM來控制，然而對中點箝位（Neutral Point Clamped,NPC）三相三級逆變器電路拓撲研究，用了PWM控制后，會導致逆變器內元件損耗、發熱不均勻，從而使逆變器無法得到充分利用，因而中點活箝位（Active Neutral Point Clamped,ANPC）的多級逆變器［1－3］被提出，保證了逆變器內各元件損耗、發熱均勻。文獻［4］對中點活箝位三相三級逆變器進行了研究和仿真，得出了預期的結果。由于近期對如光伏、風能發電的逆變器輸出電壓的國際標準更趨嚴格，因此大力研究多于三級的ANPC逆變器，本文在文獻［4］的基礎上，對五級（5 Level）的5L-ANPC的逆變器進行研究，并對它作了Matlab/Simulink仿真，為實際的開發提供了基礎。

2 NPC三相三級逆變器作PWM控制時的問題

如圖1所示為用于并網的二極管中點箝位三相三級逆變器的電路圖，它每相由4只電力電子開關元件（以下簡稱T管），二極管D組件和2只箝位二極管組成。

圖1 并網的二極管中點箝位三相三級逆變器

圖1中還畫出逆變器輸出電流的正方向。

當T1、T2導通a相輸出+電平，T2、T3導通輸出0電平，T3、T4導通輸出－電平。 圖2（a）、（b）所示分別為T1用脈寬調制PWM控制,T2恒導通，輸出Va為+電平時，電流ia為正向、負向時的路徑。當PWM斷開，T1關斷，Va為0電平時，電流ia的續流路徑如點線所示。當ia為正:0→D5→T2→a,當ia為負:a→T3→D6→0，注意T3必須在T1關斷，經死區延時后開通，即T2、T3導通保證0電平下，ia雙向導通。

應該指出,中點箝位三級逆變器內圈的6只T管無法作PWM控制，比如T2作PWM控制時，T2斷開瞬間正向流動的ia無通路。所以實際上只能用外圍的6只T管即T1、T4、T5、T8、T9、T12作PWM控制。由于它們的開關損耗大，發熱比內圈的6只T管大許多。為解決這個問題，ANPC多級逆變器，即在箝位二極管上反并聯T管的方案被提出。

圖2 +電平輸出ia為正向和負向路徑

3 ANPC原理說明

逆變器某相輸出電壓變到零電平或從零電平變出都會引起有關的T管的開關損耗。圖3所示為ANPC三級逆變器一個相電路，這里箝位二極管D5、D6各 反 并 聯了T5、T6的T管。通常 T1、T6 同 步 導通，T4、T5同步導通。當T1、T2導通，而T3、T4關斷時輸出Va為高電平，而T6導通保證了T3、T4的均壓，因此可省去它們的均壓電阻以及帶來的損耗。以下仍假定電流ia是感性的，不能瞬間變化，可以看出有了T5和T6后，在“0”電平下，感性負荷電流續流路徑除了0→D5→T2→a和a→T3→D6→ 0外，還有0→T6→D3→a和a→D2→T5→0。可以看出有了T5、T6后保證了內圈T管T2和T3作PWM控制，當PWM控制為“0”不導通時，Ua為“0”電平，為感性負荷電流ia續流提供了通路，這就使內圈T管作PWM控制成為可能。

圖3 ANPC三級逆變器a相

表1所示為一個相的3L-ANPC電路工作的6種狀態，除了輸出Va為+、－狀態外，零電位輸出有4種狀態，上臂有兩種0上1、0上2, 下臂有兩種0下1、0下2。應該指出這里0電平已不再是NPC情況下T2、T3同時導通,而是互補導通的。在ANPC電路產生0電平的上下途徑各有2種選擇，有可能使逆變器中的T管開關損耗均勻化，有利于充分發揮T管的能力。

表1 單相ANPC的工作狀態

4 中點活箝位的5級(5L-ANPC)逆變器

為了滿足逆變器輸出完美的正弦電流，會用到5L-ANPC逆變器,圖4所示為它的一個相電路，它在3L-ANPC的一相，附加一個充電到Vd/2的電容器C和兩個T管組件，它能生成5電平Vd、Vd/2、0、-Vd/2和-Vd。

圖4 5L-ANPC逆變器的一相

表2所示為5L-ANPC一相電路的工作狀態，第1行表示8個電力電子組件，out代表圖4的a點輸出電平。項目C中i>0和i<0代表當i為正(從a點輸出)和為負時，電容器C的充放電情況，0代表不充也不放，+代表充電，－代表放電。1至8號元件下,■代表T或D管導通,可以看出總共有16個工作狀態。只有輸出為+Vd/2和－Vd/2時，電容器C才有充電和放電情況，逆變器正常工作，應適當選擇工作狀態，以保證電容器C的電壓基本穩定，另外要保證元件開關損耗均勻分布。

表2 5L-ANPC一相電路的工作狀態

圖5為產生5電平方波的T管驅動。當i>0時，選用導通T管以保證電容器C上電壓穩定。正半波左側時令T3、T5、D2管開通產生Vd/2，C充電，接著T1、T3、T5開通產生Vd，C不充不放，當T7、T1、D2開通產生Vd/2，C放電。同樣負半波－Vd/2時先充后放電，－Vd時不充不放。一周波內在Vd/2電平下，分別有兩次充放電，有利于C的電壓穩定。

為了得到正弦波輸出電壓，要用PWM控制，上述T管導通是PWM在通態”1”下，在正半波斷態”0”下導通的T管依次為T1T3D6、T1T3D6和T7D4D2。圖5上畫出了各個電平下應導通的T管，D管是自動導通，未標出。據此可畫出電流正半波下，T1、T3、T5、T7的驅動信號，T3、T7是恒導通互補信號，T5為PWM信號，T1左、右兩側為PWM信號,中部為恒導通。電流負半波情況類似。圖5下部表示出了T管驅動信號的情況。

圖5 產生五電平方波的T管驅動

5 5L—ANPC三相五級逆變器的仿真

圖6所示為5L-ANPC中點活箝位三相五級逆變器的Matlab/Simulink［6－8］仿真結構圖，模塊ANPC—5LI代表逆變器。

圖6 5L-ANPC中點活箝位三相五級逆變器變器的Matlab/Simulink仿真結構圖

圖7所示為模塊ANPC—5LI的展開圖，其a相的展開和圖4相同。圖8為產生圖5下方a相的T1至T8驅動信號Drv a的驅動電路，Drv b,Drv c相同。其中，Usa為幅值為1的a相同步電壓，ga為由單周控制OCCa產生的PWM信號，注意這里選用Usa幅值的一半作為Vd/2和Vd的分界。

三相用的三個單周控制［5］模塊OCCa、OCCb、OCCc完全相同，圖9所示為OCCa的展開圖。它的輸入:被控信號是逆變器a相輸出電流ia，同步信號來自正弦波發生器sinewave，（三相的相位互差2π/3）參考信號Refa采用的是同步信號和Ref的乘積，受Ref控制。比較器compa比較ia的積分Vint和和參考值Refa，當Vint大于Refa，其輸出翻轉，通過RS觸發器輸出關斷信號，要使OCC中比較器正確比較，交流的ia和Refa均需用絕對值，圖9中的開關Switch用于積分器1/S清零用。注意這里逆變器輸出電流ia，要跟隨其參考信號Refa,亦即a相正弦波發生器。

圖6中逆變器的輸出經三相電抗器L接至三相負荷電阻。此外還有逆變器直流側電源E1、E2，一些用于電壓、電流測量的單元，電流有效值顯示以及若干用于顯示仿真結果的示波器Scope等。5LANPC中點活箝位三相五級逆變器仿真電路元件參數如下：直流電源E1、E2=300V，五級逆變器電容器 C充電150V，1000μF，二極管D管壓降0.8V，全控型開關T管IGBT,管壓降1V，通態電阻Ron=0.001Ω，吸收電路電阻Rs=100kΩ，電感La=Lb=Lc=L=5mH，負荷電阻Ra=Rb=Rc=5Ω，單周控制用的時鐘頻率clk=2k Hz，仿真用參考值Ref=(1—7)*10-4安·秒。

圖7 模塊ANPC-5LI的展開

圖8 逆變器a相T1—T8驅動信號生成電路Drv a

圖9 OCCa模塊的展開

圖10 參考值Ref變化時逆變器a相電流ia的變化

圖10所示為靜態仿真時，當OCC模塊輸入參考值Ref變化時，逆變器輸出a相電流ia的有效值變化，可以看出兩者接近成正比關系。

圖11 5L-ANPC中點活箝位三相五級逆變器Matlab/Simulink仿真結果

圖11所示為5L-ANPC中點活箝位三相五級逆變器在Ref=0.00025安·秒下的仿真結果。圖11（a）為a相負荷電流ia和負荷電壓Ua，顯然它們均為較好的正弦波；（b）為三相負荷電流ia、ib、ic；（c）為逆變器a相輸出電感La上的電壓波形，它保證了逆變器輸出五級電壓波形到負荷上正弦波形的過渡；（d）為單周控制OCCa單元的輸入信號的積分Vint和參考信號Refa的比較情況，波形非常理想；（e）為逆變器a相輸出端對直流側中點間的電壓，它是一個五級脈沖電壓波形；（f）為逆變器直流側電源E1輸出電流id的波形；（g）為T1、T3、T5、T7管的控驅動信號波形，和圖5中電流正半波下的驅動要求相同；（h）為三相的五級逆變器的a、b、c電容器 C（見圖4）上充放電情況，它們的初始電壓為逆變器直流側電源電壓E1=E2的一半，即150V，可以看出在逆變器運行過程中有充電、放電以及保持恒定過程。

這里可看出在三周波內電壓約有2V下降。為了使其在允許范圍內，電容器容量選擇很重要，并要計及負荷電流的大小。

6 結論

本文對5L-ANPC的中點箝位三相五級逆變器工作原理及其控制方法進行了初步探討，并進行實例仿真，結果基本滿意，其輸出電流波形正弦，五級逆變器中的各相電容器電壓基本穩定。

從圖5看出，現有控制方法各相的T1、T5、T2、T8作PWM控制，開關損耗大，發熱高，而其它T管恒導通損耗小，導致T管發熱不均勻。

應該指出圖5的T管驅動脈沖的生成，實際隱含著功率因數為1，即負荷側電壓、電流同相情況。實際在電流滯后或越前于電壓，T管控制更為復雜，對維持五級逆變器中電容器C的電壓恒定也更困難。另外圖5中Vd和Vd/2的時間分界點，選在正弦同步電壓1/2幅值處，是否是最優等尚待進一步探討。

［1］Rodriguez J.Survey on Neutral－Point－Clamped Inverters［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2010，57（7）：2219－2230.

［2］Floricau D.New Active Stacked NPCMultilevel Converter：Operation and Features［J］.IEEETransactionson Industrial Electronics，2010，57（7）：2272－2278 .

［3］Bruckner T，Bernet S，Guldner H.The active NPC converterand its loss－balancing control［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2005，52（3）：855－868.

［4］陳賢明.中點活箝位三相三級逆變器［J］.大功率變流技術，2012，（5）：10－16.

［5］Smedley KM，Cuk S.One－CycleControlofSwitchingConverters［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，1995，10（6）：625－633.

［6］邱曉林，李天柁，弟宇鳴，等.基于Matlab的動態模型與系統仿真工具－Simulink 3.0/4.X［M］.西安：西安交通大學出版社，2003.

［7］王忠禮，段慧達，高玉峰.MATLAB應用技術－－在電氣工程與自動化專業中的應用［M］.北京：清華大學出版社，2007.

［8］吳天明，謝小竹，彭 彬.MATLAB電力系統設計與分析［M］.北京：國防工業出版社，2004.