利用NCP1200的高功率因數恒流型大功率LED驅動電路設計

金永鎬, 金銀實

(延邊大學工學院 電子信息工程系，吉林 延吉 133002)

1 引言

隨著固態照明的興起與不斷發展，發光二極管(LED)因具有高效、節能、壽命長、環保等特點，已成為現今照明技術的優選光源，并逐漸被應用于照明[1]。LED是半導體二極管元件，伏安特性為非線性，由于LED壓降具有負溫度特性，因此微小的電壓改變量，也會產生很大的電流變化量，一旦電流超過它的額定值就會損壞LED[2]。小功率白光LED的正向電壓范圍一般為2.8～4V，根據不同的輸出功率其工作電流為20mA、90 mA、150mA等，為了延長其使用壽命，系統采取恒流驅動的方法[3]。

目前，LED燈的驅動電源通常采用NCP1200和HV9910專用控制芯片設計，這種芯片利用內部的控制電路自動產生工作電壓，無需外部降壓電路，因此電路結構簡單，工作穩定。但一次整流部分采用簡單的橋式整流后利用電容濾波的方法，因此整流后再進行濾波時會產生很大的充電電流和大量的諧波，致使功率因數降低[4]。利用早期的APFC專用控制芯片L6561可實現高功率因數整流，但它需要使用耦合電感、功耗較大、無自供電功能、外圍元件較多，因此使用很不方便[5]。

本文中利用NCP1200所設計的LED照明燈驅動電路，不使用專用的APFC芯片，同時實現了高功率因數整流和恒流驅動功能。

2 NCP1200的工作特性

APFC的整流方式有電流峰值控制法、電流滯環控制法、平均電流控制法等三種。NCP1200具有電流控制端和電壓控制端，非常適合進行電流峰值控制，圖1為NCP1200的內部電路簡圖。

圖1 NCP1200的內部電路簡圖Fig.1 Internal circuit diagram of NCP1200

圖1中，I-sense端檢測開關管的電流峰值，并將其通過L.E.B傳送到內部比較器U1A中進行比較。比較電壓由內部5.2V電壓源經過8K、60K、20K電阻分壓后提供，改變范圍是0～1V。當FB端懸空時，電壓約為4.7V；如果控制FB端按正弦波規律變化，則開關電流的峰值也按近似的正弦波規律改變；在電流連續的工作模式下，平均電流按近似的正弦波規律改變。

ADJ端的內部比較電壓設定為1.4V，當FB端的電壓低于1.4V時，自動采用“跳頻”方式工作。APFC方式整流時，如果ADJ端接地，則芯片在正弦波的1.4V以下低幅度處進行跟蹤，此時的電流波形較好，但低壓時開關導通壓降較大，功率管損耗較大；如果開路，則芯片在正弦波的1.4V以下低幅度處跳頻跟蹤，此時的電流波形較差，但功率管的開關損耗較小。

3 LED驅動電路

3.1 組成框圖

圖2為LED驅動電路的組成框圖，整個系統以反激式升壓方式工作。220V交流電經過整流橋整流后提供給開關管進行開關工作。電感兩端的電壓經過整流濾波后提供給116個LED燈組，同時經過限流電阻后將電流值提供給波形幅度控制器，以便控制電流幅度達到恒流驅動的目的。為了實現交流電壓與電流同相，從交流電中取正弦波電壓波形經過波形幅度控制器后提供給NCP1200進行控制。在圖2中，波形幅度控制器是實現APFC方式整流的關鍵。

圖2 大功率LED驅動電路的組成框圖Fig.2 Composition diagram of high-power LED driving circuit

3.2 波形幅度控制器的工作原理

在專用的APFC整流方式的器件中(如L6561)，采用乘法器將誤差電壓與正弦波相乘后可得到正弦規律改變的誤差電壓控制開關管。由于組成模擬乘法器的電路較復雜，因此可利用三極管實現正弦波幅度控制，圖3為幅度控制電路圖，R5為反饋電阻，使控制的波形更接近于正弦波。

圖3 幅度控制電路Fig.3 Circuit of amplitute controling

由圖3可知，流入三極管的電流為I1和I2之和，因此式(1)成立。

Ic=(Ui-U)/R1+(5.2-U)/R8

(1)

式(1)中Ic=f(U)|Ib=K，整理后得出

U=K1(R8Ui+5.2R1-R1R8Ic)

(2)

式(2)中Ui為交流電整流后的全波電壓，K1=1/(R1+R8)。

Ic是隨U改變的量，具有非線性特性，圖4為U改變時，根據Ic的變化規律分為4個區域表示的近似折線圖。

圖4 三極管輸出特性曲線分區圖Fig.4 Output characteristic curve zoning map of transistor

圖4中，前3個折線區的等效電阻分別設為R21、R22、R23，且滿足R21

(3)

圖5 控制幅度時仿真圖Fig.5 Simulation diagram of magnitude controling

圖6是Ub分別為1.1V、1.3V、1.5V時FB點的輸入波形圖。1.1V時，三極管輕微導通，FB點的輸入波形幅度達到最大(滿載工作)；1.5V時，三極管飽和，此時FB點的輸入波形的幅度取決于R1、R5值(輕載工作)，雖然在整個幅度控制范圍內低電壓處有一些失真出現，但跟蹤特性良好。

圖6 控制幅度時實際波形圖Fig.6 Actual waveforms of magnitude controling

3.3 恒流驅動電路設計

圖7為驅動電路。電源的負載由116個LED串聯組成。本實驗使用的是依斯威爾(ITSWELL)產的SMD狀的0.3W白光LED燈，每個燈組內有3個LED，每個LED的正向電壓范圍為2.8～3.6V，工作電流為30mA。每個LED的實測電壓為3V，3個并聯的電流為90mA，因此需要3×116=348V的驅動電壓，另外考慮到取樣電阻R3的6V壓降，因此實際輸出電壓為354V，總功率約為32W。

圖7 驅動電路Fig.7 Driving circuit

分壓電路由R1和NCP1200的FB端的內部電阻及Q2組成，把電源電壓的整流波形分壓后提供給FB端，使芯片跟蹤FB端波形工作，從而獲得近似為正弦波的工作電流。C3為濾波電容，它的作用是把波形中的高頻干擾信號濾除。

工作時，當R3兩端電壓超過(Uz+0.6)V時(Uz為穩壓管D7的穩壓值，0.6為三極管Q2的PN結壓降)，Q2工作開始降低FB端的電壓，通過內部比較器進行比較后，減小芯片輸出的PWM波的占空比，降低LED燈組的電流，從而實現了恒流控制。另外，每個開關周期中向負載提供的功率由兩個部分組成(一是開關管截止時電源電壓直接提供給負載的部分，二是電感儲存的能量)。由于存在電源電壓直接提供給負載的能量，因此大大減輕開關管和電感的電流負擔，輸入電壓越高，負擔越小。

由圖7可知，R3的值可由式(4)求出。

R3=(Uz+0.6)/I

(4)

Uz=4.7V，Q2的PN結壓降為0.6V，恒流控制電流I為90mA，計算可得R3=59Ω。紋波電流ΔI取I的10%時，紋波電壓ΔU=ΔI×R3=0.6V，紋波系數k=ΔU/U0=0.17%。

利用一階電路全響應公式

(5)

式(5)中,U0為初始電壓(U0=354V)，Us為電源電壓，電容C2通過負載放電，所以Us=0，可得

(6)

式(6)中，紋波系數k=0.17%,f=60KHz,負載等效電阻R=354/0.09=3933Ω，代入參數可得C=2.5μF，一般工程上使用標準值的1～2倍的電容，但考慮到寬電壓范圍工作，因此C2取標稱值為10μF/400V的電容。

4 實驗波形

圖8～圖10為輸入電壓不同時B點的電壓波形和C點的電流波形圖。從圖中可以看出導通角很大，因此大大提高功率因數。當輸入電壓為150V時，電流的波形很接近正弦波，呈現良好的跟蹤特性。

圖8 輸入電壓150V時各點的工作波形圖Fig.8 Working waveform diagram of the points under input voltage at 150V

圖9 輸入電壓220V時各點的工作波形圖Fig.9 Working waveform diagram of the points under input voltage at 220V

圖10 輸入電壓250V時各點的工作波形圖Fig.10 Working waveform diagram of the points under input voltage at 250V

當輸入電壓為220～250V時，過零低壓處的電流為0，此時的跟蹤特性較差，但其他部分電流連續。

以上波形圖是工作電壓為150V～250V寬電壓范圍內工作時得到的，如果工作電壓改為180V～250V的較窄的范圍，則在220V時可得到較接近正弦波的電流波形。

5 結論

由實驗可知，這種電路在交流150V～250V寬電壓范圍內，可輸出32W的直流功率，以恒流方式驅動LED工作時，輸入電流近似為正弦波，電路穩定可靠、簡單，可廣泛應用于驅動5～32W的LED照明燈的場合。

[1] 林壯，胡進，杭麗君，呂征宇. 基于NCP1601的超高電壓輸入PFC的設計[J]. 電源技術應用，2011，14(11)：40～44.

[2] 毛德豐，郭偉玲，高國，沈光地. 功率LED熱特性分析[J]. 照明工程學報，2009，20(2)：30～34.

[3] 徐根達，趙合昌. 一種高效大功率 LED 驅動電源設計[J].電源技術，2011(7)： 811～813.

[4] 金永鎬，姜欣欣. 自適應同步斬波式小功率開關電源的設計[J]. 電子技術應用，2008，34(10)：75～77.

[5] 程良濤，李輝. 一種高功率因數 PFC 的研制[J]. 電源技術，2010(10)：1068～1071.