基于光子技術的實時頻率測量方法

胡 墅，韓秀友，石暖暖，谷一英，胡晶晶，趙明山＊

（大連理工大學 物理與光電工程學院，遼寧 大連 116024）

0 引 言

現代電子戰中，為實現快速預警和攔截敵方未知信號，需要在雷達預警接收機中采用實時頻率測量技術［1］.傳統電子手段在微波頻率測量方面具有測量帶寬小、損耗大等問題［2］，而采用光子技術可以較好地解決上述問題，并且還具有抗電磁干擾等優勢［3］.目前，光子學頻率測量方法主要可以分為3類［4］：研究頻率和時間參數的關系［5］，研究頻率和空間參數的關系［6－7］，研究頻率和功率的關系［8－11］.前兩類測量方法由于需要特殊加工工藝的器件，系統體積龐大，成本高昂，并且誤差超過幾百兆赫茲，在實際使用中有一定的局限性.第三類方法是目前的研究熱點，采用諸如保偏光纖和高色散光纖組合［8］、可調諧激光器與色散介質組合［9］、雙輸出馬赫曾德調制器（Mach－Zehnder modulator，MZM）［10］、光子濾波器［11］等方式.此外，還有采用基于法布里－帕羅干涉儀［12］、光子希爾伯特轉換［13］等特殊方法.上述方法雖然采取各種手段實現了寬帶頻率測量，誤差保持在幾十兆赫茲到幾百兆赫茲，但是采用的可調諧激光器、幾十千米單模光纖等儀器和器件，使得測量系統既復雜又笨重，并且連同高速率光電探測器又會帶來較高的成本，這些都限制了其在要求系統小型化的電子戰等一些領域的應用.一種光子學頻率測量方法采用偏置在線性工作點的級聯調制器實現光子混頻，通過監測直流電壓，實現實時測量，由于可以采用低速率光電探測器，該方案降低了系統成本，但是有效測量帶寬僅為1GHz［14］.本文進一步研究一種基于光子混頻技術的實時頻率測量方法.設計方案采用偏置在光載波抑制點的兩個級聯馬赫曾德調制器構成光子混頻結構，微波信號經過3dB 功分器后，分別輸入到兩個調制器，由于光通道與射頻通道存在一定的延時差，通過檢測經混頻后輸出的直流光功率，可以實現實時頻率測量.結合理論分析與模擬仿真，設計射頻通道與光通道之間的延時差，優化系統頻率測量范圍.

1 理論分析

頻率測量系統結構如圖1所示，分布反饋式（distributed feedback，DFB）激光器輸出的光載波先后經過兩個級聯馬赫曾德調制器，并且調制器分別由偏置點控制電路穩定地控制在光載波抑制工作點.待探測的未知頻率微波信號由天線接收后，首先由3dB 射頻功分器分為兩路，端口1輸出微波信號直接輸入到調制器1，端口2 輸出微波信號經一定長度同軸電纜后輸入到調制器2.經過兩次調制的光載波從調制器2輸出，由光功率計進行實時監控.

圖1 基于光子技術的實時頻率測量系統示意圖Fig.1 Schematic of real－time frequency measurement system based on photonic technique

1.1 測量原理

式中，假設此時附加相位為0；功分器端口2輸出微波信號經過一定長度電纜到達調制器2時的形式可以表示為

其中s是電纜的損耗，與微波信號頻率相關；τ1是射頻通道中電纜引入的相對延時.將調制器1工作點選擇在光載波抑制點，直流偏置電壓等于半波電壓，即VDC1＝Vπ1，經微波信號調制后，調制器1輸出的光場可表示為

調制器2同樣工作在光載波抑制點，經另一路延時的微波信號調制后，調制器2輸出光載波光場為

調制器輸出光功率為

光功率計得到的是平均輸出光功率，也就是輸出的直流光功率，整理得出直流光功率為

1.2 模擬分析

圖2 不同Δτ下理論計算輸出光功率與輸入頻率之間關系Fig.2 Theoretical calculated results of the dependence of the optical output power on the input frequency by changingΔτ

根據確立的理論模型進行模擬仿真，以優化光通道與射頻通道的延時差Δτ.如圖2所示，通過改變Δτ得出輸出光功率與輸入頻率之間關系.從圖中可以看到，Δτ越大，關系曲線的變化周期越短，曲線的斜率越大，越利于提高測量精度，但是頻率測量范圍受限；Δτ越小，關系曲線的變化周期越長，頻率測量范圍變大，但是曲線的斜率變小，會降低測量精度.因此，在設計系統時，需要兼顧考慮測量頻率范圍與測量精度，針對測量頻率范圍為1～6GHz時，Δτ選取在20ps左右較為合適.

2 實驗系統及測試結果

如圖1所示，搭建頻率測量系統，DFB激光器（Emcore 1772）工作波長為1 546nm，3dB功分器插入損耗為1.5dB，兩個馬赫曾德調制器（Oclaro AM40）完全相同，插入損耗為4.5dB，半波電壓為5V，采用光載波抑制調制方式，偏置電壓通過偏置點控制器（YYLabs MBC－2）來穩定控制，兩次調制后輸出的光信號經光功率計（Newport 2832C）探測后，由計算機進行數據處理得到輸入信號頻率值，整個系統由虛擬儀器（LabVIEW）程序控制.

2.1 標定延時差

標定和優化系統光通道與射頻通道的延時差Δτ，是對頻率測量系統進行實驗設計的關鍵.采用矢量網絡分析儀（R＆S ZVL）對延時進行測量，在確定Δτ時，要先分別測量微波信號通過光通道和射頻通道的延時.先對光通道延時進行測量，將功分器端口2和調制器2射頻輸入端口斷開，分別連接50Ω 匹配電阻，由矢量網絡分析儀輸出的微波信號只由功分器端口1進入系統，兩個調制器都工作在線性偏置點，調制器2輸出的光信號輸入到光電探測器（U2T XPDV2120R），輸出的微波信號再輸入到矢量網絡分析儀.光通道的相位響應曲線如圖3所示，通過數據處理得出光通道對微波信號的延時為16 344.6ps.

圖3 光通道相位響應曲線Fig.3 Phase response curve of optical path

同理，對射頻通道延時進行測量時，將功分器端口1和調制器1射頻輸入端口斷開，分別連接50Ω 匹配電阻，由矢量網絡分析儀輸出的微波信號只由功分器端口2進入系統.射頻通道的相位響應曲線如圖4所示，通過數據處理得出射頻通道對微波信號的延時為16 362.3ps，得到光通道與射頻通道延時差Δτ為17.7ps.完成延時量標定后，還需要利用矢量網絡分析儀對射頻通道中電纜的傳輸損耗進行標定，測試結果如圖5所示.

圖4 射頻通道相位響應曲線Fig.4 Phase response curve of RF path

圖5 射頻通道電纜傳輸損耗Fig.5 Transmission loss of cable in RF path

2.2 頻率測量

通過實驗標定延時差Δτ、電纜損耗以及調制器插入損耗等參數后，根據式（8）可以得出微波頻率與直流光功率關系查詢表.在進行頻率測量時，調制器1和調制器2的工作點都被穩定地控制在光載波抑制點，整個系統由虛擬儀器（LabVIEW）程序控制，通過對直流光功率的監測，可實現對微波信號頻率的實時測量.圖6為實驗測得輸出光功率隨頻率變化曲線，與理論計算得出的曲線變化趨勢完全符合.得到的頻率測量值和實際輸入頻率值比較曲線以及測量誤差分別如圖7和8所示.

圖6 輸出光功率隨輸入頻率變化曲線Fig.6 The curve of optical output power with frequency

圖7 測量頻率與輸入頻率的比較Fig.7 Comparison between the measured frequency and the input frequency

圖8 頻率1～6GHz的測量誤差Fig.8 Measurement error for a frequency range of 1－6GHz

3 誤差分析

從圖8中的測量誤差曲線可以看出，在頻率1～6GHz時，測量誤差小于±0.12GHz.測量誤差主要來源于兩方面：光功率波動和參數測量誤差.

3.1 光功率波動

實驗中馬赫曾德調制器通過偏置點控制器穩定地控制在光載波抑制點，因此光功率波動來源于激光器，而通過實驗觀察發現DFB激光器輸出光功率有接近0.05dB 的波動，這可能會導致測量誤差最大達到幾十兆赫茲.改善這種誤差的主要途徑是提高激光器的工作穩定性，為其提供更穩定的工作溫度和驅動電流［15］.

3.2 參數測量誤差

矢量網絡分析儀對相位測量有其本身的不確定度，導致時間延時測量存在誤差，針對本系統的延時測量精度在1ps以內，在低頻處引起的誤差較小，而在高頻處可能引起的測量誤差較大，在幾十兆赫茲左右.改善這種誤差的一種方法是采用更高精度的矢量網絡分析儀，另一種方法是通過增加延時測量頻率孔徑，來降低相位測量不確定度的影響.

另外，矢量網絡分析儀對射頻通道中電纜損耗的測量，還有調制器插入損耗的測量也存在誤差，但這些因素對頻率測量引入誤差較小.

4 結 語

研究了一種基于光子混頻技術的實時頻率測量方法，通過建立理論模型進行仿真與分析，優化設計光通道與射頻通道延時差，從而改變系統頻率測量范圍.實驗上可實現在頻率1～6GHz測量誤差小于±0.12GHz.該方法未采用價格昂貴的高速率光電探測器，降低了檢測設備的復雜度，為實時頻率測量提供了一種低成本光子學解決方案.

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