一種適用于鋰電池的電流監測電路設計

段茂平，崔佳男，周澤坤，明 鑫，張 波

（電子科技大學 電子薄膜與集成器件國家重點實驗室，四川 成都610054）

鋰電池作為新型清潔、可再生的二次能源，需精確監測其電流、電壓及溫度等參數，并做好相應的保護電路。對于手持設備而言，更需要追求高精度、低功耗，從而降低對鋰電池的“過度”使用，延長使用壽命[1]。

本文設計的電路在鋰電池供電環路中引入靈敏電阻對電流進行監測，給系統提供充放電提示，同時可用于電量計算以及保護控制。

本文將詳細闡述電流監測系統原理以及內部電路結構，并給出H-spice仿真結果及相關結論。

1 本文所設計的電流監測電路

圖1 鋰電池電流監測系統框圖

模/數轉換器（ADC）由采樣、量化和編碼構成。本文設計的鋰電池電流監測系統框圖如圖1所示。其中，電容和AMP放大器組成開關電容采樣電路，COMP高速比較器對數據進行量化，處理器對電路進行數字邏輯控制及編碼。偏置電路提供AMP放大器自啟動支路并產生Vbe1和 Vbe4。 時鐘模塊控制系統開關，包括 LI1、LI2、LI5、LI6、LI38。處理器輸出數字信號 Logic Control改變量化電容。

1.1 開關電容采樣電路

如圖2所示，通過V+和V-間的靈敏電阻進行采樣；Vbe1和 Vbe4是由 BE結產生的電壓基準；C3容值用 n（2的倍數）表示（C為單位電容值，C1=C2=1C，C3=C4=nC，C5=8C）；時鐘控制為高時開關導通，為低時開關斷開。采樣電路的5個狀態如圖3所示。

圖2 電流監測電路采樣原理圖

圖3 采樣電路狀態圖

(2)LI1、LI2、LI38、LI5、LI6=10001，開關切換后狀態 2保持狀態 1，則 VOUT=Vbe1。

(3)LI1、LI2、LI38、LI5、LI=00000，開關全斷開，保持上一狀態，VOUT=Vbe1。

(4)LI1、LI2、LI38、LI5、LI6=01010，V+、V-切 換 ，Vbe1、Vbe4也切換。根據C1、C3電荷守恒定律得：

由運放特性可知VB=VA。已知VA、VB可以得到VC1=VA-Vbe4，VC2=VB-Vbe1，VC3=VA-V-，VC4=VB-V+，VC5=VB-VOUT，依據 C2、C4、C5電荷守恒定律得：

其中，V--V+的正負由互不交疊時鐘 LI1、LI2控制，當LI1在狀態1為高時，V--V+取正；當 LI1在狀態1為低時，V--V+取負。 每隔一定周期控制 LI1、LI2 切換，V+、V-的接法可用于實時監測電池充放電狀態。根據式(3)和圖1可知，VOUT與 Vbe1通過比較器比較將產生 ΔV的差值，這時改變采樣并聯電容n的值可調節ΔV，起到量化作用[2-4]。

(5)LI1、LI2、LI38、LI5、LI6=00000，所有開關斷開，VOUT保持上一狀態。

1.2 AMP放大器電路

AMP放大器電路如圖4所示，主要包括：(1)自偏置電路，由 MPI3～MPI9、QPI1 和 QPI4 組成；(2)兩級運放，包括MPI26、MPI27組成的全差分放大器、MNI25共源放大器和 MNI24、CI15組成的米勒補償。其中，LI12與 LI17為差分輸入；LI26為復位信號；H模塊為數字上電電路；Vbe1與 Vbe4為基準輸出；LI22為運算輸出端[5]。

圖4 AMP放大器電路圖

自偏置電路有使能信號，若工作異常可直接關斷電路。當 LI26為低時，MPI9關斷，MPI5和 MPI6導通，電路正常工作，MPI4、MPI6和MPI8構成啟動支路，則：

其中，VMPgs是 PMOS的 Vth，Vbe是二極管開啟電壓。只要VCC滿足式(4)，電路就能正常啟動。但在設計中需考慮襯偏效應對閾值的影響，VCC比計算值略高。QPI1和QPI4發射極面積比為1:4，由此可得Vbe1與Vbe4差值為VTln4。當 LI26為高時，MPI9導通，MPI5和 MPI6關斷，電路被關斷。

AMP放大器帶有米勒補償，交流小信號等效電路圖如圖5所示。其中，gm1、gm2分別為第一級和第二級跨導。增益表示為：

圖5 AMP放大器交流小信號等效圖

其中，Rout1、Rout2分別為第一級和第二級的輸出電阻，且Rout1是 Rds_MPI27、Rds_MNI26的并聯，Rout2是 Rds_MPI11、Rds_MNI25的并聯，CL為等效負載電容。為了使系統穩定，需對整個環路的零極點進行分析：

其中，CI15為米勒電容，CI為 VOUT1節點等效電容，Rz為MNI24等效電阻（即調零電阻）。由式（9）可知，調節 Rz和CI15可實現系統穩定。

1.3 COMP高速比較器電路

如圖6所示，電路由 MN1～MN6和 MP1～MP4組成。IN1與IN2為輸入端；OUT1與 OUT2為輸出端；LG99由數字時鐘控制，實現復位功能。

圖6 COMP高速比較器電路圖

電路采用正反饋技術，速度得到大大提高。當LG99為 低 時 ，MP3、MP4 導 通 ，MN5、MN6 關 斷 電 路 ， OUT1、OUT2抬高，后端觸發器處于保持狀態。而LG99為高時，MP3、MP4關斷，MN5、MN6導通。此時若 IN1大于 IN2，則 VA減小，使 OUT1減小；OUT1作用于 MP2與 MN2，使OUT2被抬高；而 OUT2作用于 MP1與 MN1，使 OUT1被拉低，形成正反饋。反之亦然，只要IN1與IN2之間存在壓差都會在輸出上快速響應[6]。

2 仿真結果與分析

本文采用 0.18 μm CMOS工藝，使用 H-spice對數字時鐘、AMP運算放大器、偏置電路和高速比較器進行了仿真驗證。

圖7為AMP放大器交流小信號仿真數據，其中復位信號LI26為低，在LI12上加入AC=1的交流小信號。對-40℃、25℃、125℃ 3種溫度進行 AC掃描，可知：(1)當增益降為 0時，相位裕度仍保持 90°以上；(2)在不同溫度下，增益與相位裕度受影響不大，系統處于穩定態。

圖7 不同溫度下放大器增益與相位裕度曲線

圖8 高速比較器靜態工作點仿真曲線

圖8為COMP高速比較器靜態工作點仿真數據，其中LG99為復位信號，IN1為1.200 V，對 IN2在 1.200 V～1.210 V范圍進行瞬態掃描。若IN1=IN2，則輸出應高于數字觸發電平，以保證時序的正確性。仿真后可知：(1)電路存在失調電壓，IN2增加時，有少量輸出與數字邏輯不符；(2)輸入相等時，輸出靜態工作點為1.5 V，能保證后端觸發器保持；(3)輸入差值不大于5 mV就能很快將輸出置高或置低。

圖9為采樣電路整仿數據，SRP、SRN為鋰電池電流采樣端，典型差值范圍為-125 mV～125 mV；LI22是運放輸出。輸入差值從125 mV變化到5 mV再跳變到-125 mV，采樣端電壓變化所對應的輸出會依據信號的大小進行量化，且通過輸出的高低來判斷工作在充電還是放電狀態。但切換開關瞬間可能產生時鐘饋通效應，該電路增大了運放輸入端的寄生電容，有效減小了頻繁切換開關對輸出的影響。

圖9 采樣電路整仿曲線

采樣電路整體仿真并不完整，當SRP與SRN的差值實時變化時，采樣電路跟隨變化的能力如圖10所示。固定SRN的電壓為0 V，在SRP上加入正弦波信號進行掃描，從圖中可知放大器輸出會跟隨SRP的變化而變化，采樣的分辨率能夠達到要求。

圖10 采樣電路跟隨功能仿真曲線

本文設計了一種適用于鋰電池的電流監測電路，能精確監測電流及充放電狀態。這些信息可用于控制保護電路的啟動，且能用于精確計算電池阻抗、電量等參數。電路添加了使能控制，當工作異常時可關斷電路。并且通過偏置的設置可調節 MPI3、MPI4、MPI7、MPI8 管(如圖4所示)的寬長比，從而獲得更低功耗，提高電池使用壽命。

[1]張慶，李革臣.鋰離子電池充放電特性的研究[J].自動化技術與應用，2008，2(1)：107-109.

[2]明鑫，張波.一種基于開關電容的帶隙基準電路[J].微電子學，2007，37(4)：603-605.

[3]陳振宇，王立志，任曉岳.高性能可重構流水線ADC的設計與仿真[J].電子技術應用，2013，39(4)：39-41.

[4]畢查德·拉扎維.模擬 CMOS集成電路設計[M].西安：西安交通大學出版社，2003.

[5]姬厚濤，席月平，劉明菊.ADC低電壓高增益運算放大器VLSI設計[J].微型機與應用，2012，32(22)：23-25.

[6]ALLEN P E.CMOS analog circuit design[M].Second Edition，Publishing House of Electronics Industry，2002.