斷續電流模態隔離型高壓開關電路

章治國， 周林， 楊明， 郭珂

（重慶大學輸配電裝備及系統安全與新技術國家重點實驗室，重慶 400044）

0 引言

高壓直流電源在很多領域都獲得了應用［1-5］，特別是在一些如電子對抗、雷達和激光導航等一些特殊場合，高性能、小體積高壓電源往往成為系統設計的關鍵部件。這類高壓電源常常需要較高的升壓比、較小的封裝尺寸、較寬的輸入電壓范圍和較輕的質量以及有電氣隔離等要求。傳統高壓電源通常需要大變比升壓變壓器，這種大變比升壓變壓器漏感大、寄生電容效應顯著，從而使得這類變壓器偏離理想變壓器的工作特性，其漏感和寄生電容會導致開關電路產生較大電壓、電流尖峰，增大電路損耗，降低變換效率和可靠性。因此，高升壓電路的變壓器設計一直高壓電源設計難點所在［6］。

現有產生高壓電源方法中，倍壓整流電路是一種經典解決方案，它由Coccroft和Walton在1919年提出，其輸入源為正弦交流電，通過二極管整流和電容濾波，輸出為直流電壓，幅值為輸入正弦交流電壓峰值的偶數倍;當然，這種電路亦可用于隔離型DC/DC變換器中來獲得更高電壓，以降低高壓變壓器電壓應力等。但是這類電路在負載電流從空載到滿載變化時，輸出電壓會較大跌落并會產生較大紋波電壓。

另外一種產生高壓電源的常用方法是選用串聯諧振或并聯諧振變換器來構建［7-9］，由于串聯諧振變換器在輕載時不可控［10-11］，因而應用受到限制;并聯諧振變換器則很難適應寬負載和寬輸入電壓范圍，且變壓器會有磁飽和問題［7，11］;串并聯諧振變換器既結合了串聯變換器和并聯變換器各自優點，受到了廣泛的關注［11-14］，但是諧振變換器往往需要進行變頻控制，電路結構復雜，常用于大功率輸出場合。

反激變換器由于其拓撲結構簡單、輸入輸出隔離等優點［15］在小功率高壓電源應用方面具有優勢;但是，是對于2 000 V以上高壓直流電源很少直接以反激變換器直接獲得［16］。這是因為采用反激變換器來直接輸出高壓，同樣面臨升壓變壓器變比大，繞組漏感以及寄生電容大等不利因數，變換器難以穩定工作。

本文在倍壓整流電路的基礎上，提出一種新型的反激-倍壓整流組合拓撲，它能夠使變壓器在反激過程中傳輸能量，繼承了倍壓整流電路和反激變換器特點;特別是當其工作在斷續導通模態時具有輸出電壓高和體積小等特點，非常適合用于需要高升壓比和小體積應用場合。

1 反激－倍壓整流組合拓撲

1.1 傳統倍壓整流電路

如圖1所示的為m-階倍壓整流器，此電路一般工作在輕負載條件下，在此條件下由電容Ci（i=1，2，…，2m+2）充/放電引起的輸出電壓紋波較小;當負載電流較大時，輸出電壓紋波較大，且其輸出電壓Vo跌落得厲害［17］。假定圖1所示的輸入源為交流正弦電壓，其幅值為Um，頻率為fs，通過二極管倍壓整流來實現高壓直流輸出，其優點在于可以用耐壓值較低的二極管和電容，產生較高的直流電壓。空載時其輸出電壓為

當倍壓整流負載為R，其輸出電壓Vo會跌落以及輸出紋波大［16］，因此該電路一般在輕載工作，對負載變化沒有調節能力。

圖1 m－階倍壓整流電路Fig．1 Voltage-multiplying rectifier for m-order

1.2 反激－倍壓整流電路

圖1所示的傳統倍壓整流電路輸入源為交流，但在某些應用場合往往只有直流電源，例如電池或太陽能等供電方式，因此一個很自然的聯想就是能否把DC/DC基本拓撲電路嵌入倍壓整流電路中。倍壓整流電路雖然可以降低單個器件（或元件）的電壓應力，但很難適應負載變化;反激變換器雖然能夠通過調節占空比在寬輸入電壓和負載變化時保持電壓穩定，但是當其直接輸出高壓時開關器件電壓應力較大。因此，將反激變換器與倍壓整流拓撲進行組合，形成一種既具有反激特點又具有倍壓整流特點的電路將能滿足某些特殊場合的應用要求。圖2所示即為這種組合拓撲:m-階反激-倍壓開關電路。

圖2 m－階反激－倍壓開關電路Fig．2 Forward-flyback voltage-multiplier converters with m-order

下面將對圖2所示m-階反激-倍壓開關電路的工作原理進行闡述:其中Q為功率開關，變壓器Tr實際為開有氣隙的耦合電感;Lp和Ls分別為變壓器Tr原邊和副邊的電感量;C1，C2，…，C2m+2與 D1，D2，…，D2m+2構成 m-階倍壓整流電路，該拓撲工作在固定頻率PWM調制方式下:當Q導通時，變壓器 Tr通過 D1，D3，…，D2m+1對 C1，C3，…，C2m+1進行充電，這一階段與正激變換器能量傳輸過程相似;當Q關斷后，由于變壓器Tr原邊勵磁而儲存能量通過 D2，D4，…，D2m+2對 C2，C4，…，C2m+2進行充電，這一階段與反激變換器能量傳輸過程相似;當勵磁能量釋放完畢，由 C2，C4，…，C2m+2對負載R放電，直至下一周期開始。在一個開關周期（Ts）內，該開關拓撲既有類似于正激變換器的傳輸過程，也有反激變換器的能量傳輸過程。當該電路進入穩態后，正激過程結束，主要以反激形式傳遞能量（詳細情況見下節穩態分析），而其輸出級為倍壓整流電路，故稱該電路為反激-倍壓開關電路。

盡管從電路拓撲來看，該變換器與一般的工頻變壓器的倍壓整流電路的連接方式相類似，但兩者的工作方式和電路本質卻不同:

1）功率開關Q的引入，給電路提供了一個可控的自由度，使得在輸入電壓和負載電流變化情況能夠通過調節占空比來使得輸出電壓為恒定值;

2）變壓器Tr不同于普通的工頻變壓器，它工作在高頻開關狀態;磁芯開有氣隙，在Q導通時既向次級傳遞能量同時也儲存能量;

3）次級倍壓整流電路工作原理不同于工頻倍壓整流電路，在Q導通時，變壓器Tr原邊繞組勵磁電流線性增大，變壓器Tr儲存能量;在Q關斷后，變壓器Tr勵磁能量從副邊流出，并對圖2所示的偶數電容C2i（i=1，2，…，2m+1）充電，其電壓值取決于勵磁能量和負載大小，詳情見后節的穩態分析。

2 穩態分析

圖3所示為工作在DCM模態的m-階反激-倍壓整流開關電路（如圖2所示）的主要工作波形。vDS為開關管的漏極波形，iLp為變壓器Tr原邊電流波形，iLs為副邊電流波形。

為簡化分析，假定C1=C2=…C2m+2，且其電容值足夠大，電路進入穩態，電容兩端電壓為恒壓源。該變換器在一個開關周期（Ts）有3個工作模態，如圖4所示，描述如下:

圖3 DCM模態m－階反激－倍壓開關電路主要波形Fig．3 Waveforms of flyback＆voltage-multiplier switching circuit operating in DCM

圖4 各模態等效電路Fig．4 Equivalent circuit of each operation stages

1）模態Ⅰ（t0≤t＜t1時段），正激充電過程:Q導通，Tr初級勵磁電感電流線性增加，D1、D3、…、D2i+1導通，對 C1、C3、…、C2m+1進行充電，此時，D2、D4、…、D2m+2處于反向偏置狀態，C2、C4、…、C2m對負載電阻R放電，如圖4（a）所示。設t1-t0=d1Ts，變壓器Tr初級勵磁電感兩端電壓VLp，電容C1、C2、…、C2m+2兩端電壓為

為了便于分析，將 C2、C4、…、C2m+2看作一整體來分析，即假定一個廣義虛擬電容C來等效C2、C4、…、C2m+2，如圖4虛線部分所示。

不妨假定其充電電流為iC，則在此時段其充、放電電流為（假定充電電流為正，放電電流為負）

由式（2）可知，當電路進入穩態后，在t0≤t＜t1時段，流過二極管 D1、D3、…、D2m+1的電流基本為零，即

2）模態Ⅱ（t1≤t＜t2時段），反激放電過程:Q關斷，變壓器Tr副邊繞組中電流通過 D2、D4、…、D2m分別對 C2、C4、…、C2m進行充電，同時 C2、C4、…、C2m對負載電阻 R 放電，D1、D3、…、D2m+1處于反向偏置狀態，如圖4（b）所示。設t2-t1=d2TS，變壓器Tr原邊、副邊兩端電壓為

3）模態Ⅲ（t2≤t＜T時段），輸出濾波電容處于放電過程:T次級繞組中電流為零，D1、D2、…、D2m+2均處于反向偏置狀態;C2、…、C2m+2給負載R提供電流，如圖4（c）所示。設T-t2=d3Ts，變壓器Tr初級勵磁電感兩端電壓為

式中:Lp為變壓器原邊電感量，R為負載電阻值，Ts為變換器的開關周期，這3個物理量構成的K代表該電路特征值。

不妨假設當輸出電壓高輸出電流較小時，負載電阻R很大，則

由式（16）可以推導出

由式（20）可以看出，該拓撲VO/VI的比值由兩部分組成:前一項表明它具有倍壓整流電路的升壓特性;后一項表明該拓撲具有類似于工作在DCM模態的反激變換器相似特性。當輸出功率較小時，該拓撲能夠以較小變壓器匝比或匝數實現較高電壓輸出，變壓器匝數減少，不僅能夠降低變壓器制造成本，而且可以減小變壓器漏感值和寄生電容值，有利于變換器穩定工作;此外較少的變壓器匝數，也有利于減小變壓器體積和重量，降低產品成本。

該電路工作在DCM模態就必須滿足條件

把式（17）代入式（21），可得

式中:VI為輸入電壓，Vo為輸出電壓，n為變壓器的次級匝數與初級匝數之比，以上式子表明當d1=dcrit時變換器處于臨界導通狀態;要使該電路工作在DCM，電路特征值必須滿足式（22）條件。

3 實驗結果與分析

為驗證上述分析的正確性，本文擬以2-階反激倍壓拓撲為例進行實驗驗證，其實驗樣機主電路拓撲如圖5所示。設計目標:輸入電壓15 V±0．5 V，輸出電壓3 500 V±100 V，輸出電流為2 mA。為了實現對輸出電壓的閉環控制，試驗樣機采用電壓/電流雙環控制策略，控制器采用TI公司的UCC2843，變壓器磁性采用TDK公司PC40P18/11，原、副邊繞組匝數比為9:99，變壓器原邊繞組電感量為20 μH，開關管 Q 為 SPI11N60C3，電容值為 0．047μF，耐壓2 000 V，開關頻率fs=40 kHz。實際搭建的原理樣機如圖6所示。

圖5 2－階正－反激倍壓變換器Fig．5 Two-order forward-flyback voltagemultiplier converters

圖6 2－階正－反激倍壓變換器原理樣機Fig．6 Prototype of two-order forward-flyback voltage-multiplier converters

圖7顯示的是功率開關管Q柵極驅電壓Qg驅動波形和變壓器的原邊電流iLp波形，從電流iLp波形可以看出其處于電流不連續模態，因此說明變換器工作在DCM模態;從圖7中可以看出當開關管關斷后還有負向電流流動，這是因為Q關斷后，變壓器Tr次級繞組通過D2和D4對C2和C4充電，同時次級繞組兩端電壓被鉗位為:Vo/2-nVg，此電壓反射到初級繞組電壓（Vo/2n-Vg）使得變壓器Tr漏感和開關管Q漏-源極電容進行諧振，由于其能量較小，可忽略其影響。

圖8（a）分別給出的是負載電流Io=2 mA時的輸入電壓Vin與輸出電壓Vo的波形，從圖8（a）中可以看出輸入電壓為15．2 V，輸出電壓為3．47 kV，輸出電壓與輸入電壓比高達為233:1，從而驗證本文前面所述該變換器具有較強升壓特性。圖8（b）則是對輸出電壓Vo的局部放大波形，從圖中可以看出輸出電壓紋波為峰-峰值9．6 V。

圖9（a）、（b）、（c）、（d）分別給出的是電容 C1、C2、C3、C4兩端電壓的啟動到穩態的波形，從圖中可以看出，C1兩端穩態電壓VC1值約為210 V，理論計算VC1值為165 V，與實驗結果有一定偏差，這主要是理論分析時沒有考慮變壓器漏感能量影響而導致的差異。C2、C3、C4兩端穩態電壓 VC2、VC3、VC4理論值由式（15）可知為輸出電壓Vo的1/2，即均為1．735 kV，而實際測量值為1．737 kV;理論分析值與實際測量值相吻合。

4 結語

本文所提出的低壓輸入高壓輸出開關拓撲繼承了倍壓整流電路和反激變換器的優點。通過理論分析推導出該拓撲工作在DCM模態的條件;工作在該模態的變換器具有以下優點:1）變壓器輸出輸入匝數比小，變壓器漏感和寄生電容小;2）輸出電壓高，變壓器體積小;3）開關管和輸出整流管電壓應力低;4）輸入電壓和負載調整范圍寬;5）拓撲結構簡單。實驗結果驗證了該電路的工作特性及優點，結果表明，本文所提出的變換器非常適合寬輸入電壓范圍、輸出電壓高的小功率的DC/DC電源中。

［1］劉軍，官威，石健將，等．高壓靜電除塵用電源調壓特性的分析［J］．高電壓技術，2009，35（2）:344-349．

LIU Jun，GUAN Wei，SHI Jianjiang，et al．Voltage regulation characteristics analysis of power supply for high voltage electrostatic precipitators［J］．High Voltage Engineering，2009，35（2）:344-349．

［2］SUN J，DING X，NAKAOKA M，et al．Series resonant ZCS-PFM DC/DC converter with multistage rectified voltage multiplier and dual-mode PFM control scheme for medical-use high-voltage X-ray power generator［J］．IEE Proceeding Electronics Power Application，2000，147（6）:527-534．

［3］IANNELLO C，LUO S，BATARSEH I．Full bridge ZCS PWM converter for high-voltage high-power applications［J］．IEEE Transactions on Aerospace and Electronics System，2002，38（2）:515-526．

［4］ GRASS N，HARTMANN W，KLOCKNER M．Application of different types of high-voltage supplies on industrial electrostatic precipitators［J］．IEEE Transactions on Industrial Applications，2004，40（6）:1513-1520．

［5］TAKANO H，TAKAHASHI J，SUN J M．Comparative study of resonant and non-resonant DC-DC converter with parasitic LC components of high-voltage transformer［C］//IEEE Industrial Applications Society Annual Meeting，1998:1580-1587．

［6］REDONDO L M，SILVA J F，MARGATO E．Pulse shape improvement in core-type high-voltage pulse transformer with auxiliary windings［J］．IEEE Transactions on Maganetics，2007，43（5）:1973-1982．

［7］JOHNSON S D，WITULSKI A F，ERICKSON R W．A comparison of resonant topologies in high voltage applications［J］．IEEE Transactions on Aerospace and Electronics System，1998，24（3）:63-274．

［8］SABATE J A．VLATKOVIC V，RIDLEY R B，et al．Design considerations for high-voltage high-power full-bridge zero-voltageswitched PWM converter［C］//Proceeding of the Asia Power Electronics Specialists Conference，1990，275-284．

［9］JACOBSON B S，DIPERNA R A．Fixed frequency resonant converter for high voltage high density applications［C］//Proceeding of the Power Electronics Specialists Conference，1993，357-363．

［10］BHAT A K S．Analysis and design of a series-parallel resonant converter with capacitive output filter［J］．IEEE Transactions on Industry Applications，1991，27（3）:523-530．

［11］夏冰，阮新波，陳武．高壓大功率場合LCC諧振變換器的分析與設計［J］．電工技術學報，2009，24（5）:60-66．

XIA Bing，RUAN Xinbo，CHEN Wu．Analysis and design of LCC resonant converter for high voltage and high power applications［J］．Transactions of China Electrotechnical Society，2009，24（5）:60-66．

［12］顧亦磊，呂征宇，杭麗君，等．一種適用于高壓輸出的軟開關多諧振直流變流器［J］．電工技術學報，2006，21（4）:102-106．

GU Yilei，Lü Zhengyu，HANG Lijun，et al．Soft-switching multi-resonant DC/DC converter for high voltage output applications［J］．Transactions of China Electrotechnical Society，2006，21（4）:102-106．

［13］劉軍，石健將，張仲超，等．具有最小電流峰值的電容濾波高頻高壓并聯諧振變流器［J］．電工技術學報，2009，24（11）:83-101．

LIU Jun，SHI Jianjiang，ZHANG Zhongchao，et al．Minimum peak current for high voltage high frequency parallel resonant converter with capacitive output filter［J］．Transactions of China Electrotechnical Society，2009，24（11）:83-101．

［14］MARTíN-RAMOS J A，DíAZ J，PERNíA A M，et al．Dynamic and steady-state models for the PRC-LCC resonant topology with a capacitor as output filter［J］．IEEE Transactions on Industrial E-lectronics，2007，54（4）:2262-2275．

［15］李武華，何湘寧，吳劍勇．隔離型三繞組耦合電感交錯式DC/DC變換器［J］．電工技術學報，2009，24（9）:99-105．

LI Wuhua，HE Xiangning，WU Jianyong．Isolated interleaved DC/DC converters with winding-cross-coupled inductors［J］．Transactions of China Electrotechnical Society，2009，24（9）:99-105．

［16］FRANCIS H，YING S，SHESHA H J．Low-ripple compact highvoltage DC power supply［J］．IEEE Transactions on Industry Applications，2006，42（5）:1139-1145．

［17］張海波，馮仁劍．高穩定型倍壓器中起因于電路非對稱性的紋波［J］．電工技術學報，2000，15（4）:36-39．

ZHANG Haibo，FENG Renjian．Ripple characteristics due to circuit asymmetry in highly-stabilized voltage multiplier［J］．Transactions of China Electrotechnical Society，2000，15（4）:36-39．

（編輯:張詩閣）