一種水聲信號的模擬研究和檢測

2014-01-21 00:52:42高貂林

電子設計工程 2014年21期

彭華，高貂林

（西北工業大學陜西西安 710000）

由于海洋聲場及其復雜多變，受溫度、鹽度、梯度、水流、水域、季節、氣候、風浪、溫層、流層、界面的反射與折射等諸多因素的影響，使水聲信道相當復雜，接收信號通常會畸變，并淹沒在噪聲之中值[1]。對水下目標進行實時、準確、快速、精確地檢測和參數估計是水下定位系統不斷追求的目標。聲信標的最終目是發射同步的抗干擾能力強的信號及對目標進行檢測、估計、跟蹤，對接收信號進行一定的處理、提取特征、分析識別，以檢測目標的存在與否，進而通過對信號的處理與運算估計出目標的方位、距離，實現定位和跟蹤。對于水下目標的檢測和參數估計有兩種方式[2]：一是對海洋聲場進行監測，從接收信號中提取目標輻射噪聲并進行識別和參數估計（即被動方式）；二是由聲信標發射給定的序列信號，并對接收的回波信號進行檢測與參量估計。聲信標為主動方式。信標的信號機制不僅決定信號處理方法，而且直接影響系統的分辨力、參數測量精度、抑制混響及抗干擾和與水聲信道匹配等方面的性能。因此，水聲信號的信號體制有很重要的作用。

可見，信號體制的確定要考慮到以上提到的復雜的海洋環境的影響。本文提出了一種水聲信號機制，并且給出該水聲信號的檢測方法。實驗證明，該檢測方法有效。

1 水聲信號機制

本課題跟蹤系統為同步主動跟蹤系統，同步周期為2 s。被跟蹤目標上聲信標在每個同步周期內發射4組信號，即每間隔0.5 s發射一組信號。首先發射1組幀信號，其次為3組行信號。幀信號由單頻脈沖信號（CW）和正調頻脈沖信號（+LFM）組成，行信號由單頻脈沖信號（CW）和負調頻脈沖信號（-LFM）組成。幀信號與行信號均為雙脈沖，如圖1所示。

圖1 合作聲信標發射信號機制圖Fig.1 Acoustic emission signal beacon cooperation mechanism map

此信號為2 s同步時鐘信號，在每個同步周期的零點發射幀同步信號，0.5 s后發射一組行信號，連續發射三組行信號。幀信號和三組行信號的間隔均為0.5 s。CW脈沖即單頻脈沖信號，為測距脈沖，根據水聽器基陣所接收的CW信號的前沿與2 s同步時鐘的時間間隔，即可確定目標的時延，也就確定了目標的距離信息。LFM脈沖即線性調頻脈沖，為測深脈沖，LFM脈沖與CW脈沖之間的時間間隔在40.96 ms和81.92 ms之間，反映了目標的深度信息。幀信號由CW脈沖與+LFM脈沖組合而成，行信號由CW脈沖與-LFM脈沖組合而成，兩種不同的組合可以區分幀信號和行信號，四組信號的組合可以有效的反應距離信息和深度信息。

2 海洋水聲信道的影響

在經過海洋水聲信道傳播的過程中，聲波的能量會隨著傳播距離的增加而按照一定的規律逐漸減弱，在傳播距離增大到一定程度后，聲波的能量會降低到某個閾值以下，以致接收不到信號。多徑效應是制約各類信息系統在海洋中應用的一個嚴重問題。它會引起信號的時間擴展和信道的頻率選擇性衰減，并且使得接收信號的幅度和相位發生起伏變化，導致信號的畸變，造成碼間串擾。同時，海洋水聲信道中嚴重的多普勒效應是影響海洋信息傳輸工作性能的主因之一，其會導致信號的頻率和相位產生偏移，從而降低整個系統的信息傳輸質量。

圖2 水聲信號及頻域波形Fig.2 Underwater acoustic signal and the frequency-domain waveform

以上仿真圖表明在海洋水聲信道中信號的包絡會發生變化，但對于單脈沖信號（CW波形）來說，頻域的變化不大，所以通過接受到的CW波形與同步時鐘的時延差可以測得距離信息。

3 信號的檢測方法

本系統對CW脈沖的檢測采用基于頻譜分析的方法。為了充分提取CW脈沖信號的頻譜信息，FFT的點數取為10 ms*fs，其中fs為采樣頻率。對于本系統，fs=409.6 k，每次運算的點數即為N=1 096點。對采樣數據進行FFT的流程如圖4所示。采用這種處理方式，可以保證一個CW脈沖全部包含在某次進行FFT處理的數據段中。當然，即使在前一個10 ms的數據段檢測出CW信號，該數據段也可能只是包含CW脈沖信號的一部分。但采用這種處理方式，可以提高信號檢測時的判別門限，降低虛警概率。

每次做完FFT后，在有效的頻帶內尋找五個最大譜峰，并存儲它們的幅度值。在五個最大峰值中挑選最大的一個，當它的值大于設定門限，并且大于其他四個譜峰和的1.5倍（符合單頻信號頻譜特征）時，初步判定該段數據包含有CW信號。另外，在進行時延估計時，根據所計算的信號包絡，還要進行鑒寬、鑒幅處理，以避免單純利用頻譜分析方法判斷所造成的“虛警”現象。

圖3 對信號做FFT處理流程Fig.3 Do FFT signal processing

根據CW信號檢測時所估計的信號中心頻率，利用公式（1）和式（2）可以實時生成LFM信號的樣本。

式中，f0為信號中心頻率，fs為采樣頻率，Δf為信號頻率變化范圍的1/2，ΔT為信號時寬的1/2，n對應各個樣本點。對于本系統，LFM信號的寬度為5 ms，fs=409.6 k，因此n的取值范圍為[0，2047]。

在得到LFM信號的樣本后，相當于輸入信號已知，因此對于測深信號的檢測，采用匹配濾波器來完成。匹配濾波器可以用副本相關器來實現，在有限的觀測時間T內，相關器輸出

其中，T 為觀測時間，x（t）為基陣接收信號，s（t）為參考信號。當接收信號中含有目標信號，并且τ等于目標信號時延τ0時，相關器輸出為最大值[3]。

對于離散時間信號，相關器輸出可以表示為

其中，N為觀測時間所對應的采樣點數，x（n）為基陣接收信號，s（n）為參考信號。當接收信號中含有目標信號，并且k所對應的延時k/fs等于目標時延τ0時，相關器輸出為最大值。

本系統中的副本相關器在數字域來實現，它有時域和頻域兩種實現方法[4]。分別如圖5所示。

圖4 副本相關器的實現方法Fig.4 Replica correlator method

對于如式（4）和圖5（a）所示的時域實現方法，為了實現在時間上的細掃，全部計算量與N2是成正比的；而對于頻域實現方法，FFT的計算量與Nlog2成正比[5]。本系統觀測時間取為10 ms，對應N為4 096點，顯然采用頻域實現方法運算量更小，更有效。

對于式（4），可以表示為 x（n）與 s（n）卷積形式

對式兩端做DFT[6]

利用 FFT 可以快速計算式（6），再將 Gxs（ejω）進行 IFFT 即可即可得到相關器輸出，計算流程如圖5（b）所示。計算副本相關器在觀測時間內的輸出最大值，通過設定合適的檢測門限，即可判定信號的有無。

4 信號檢測仿真結果

對水聲信號進行Matlab仿真，結果如圖6所示。圖中左邊為基陣接收的CW、+LFM、－LFM脈沖信號波形，右邊為利用正交解調方法所求解的幅度包絡。從圖5可以看出，利用正交解調方法求得的幅度包絡和實際信號包絡取得了很好的一致，這點在圖6中體現的更為明顯。由于正交解調中所使用的低通濾波器是在數字域利用FIR濾波器來實現的，因此實際信號包絡和程序計算的幅度包絡之間存在一定的“延時”。在實際系統進行時延估計時，利用對理想信號測試所得的先驗知識，可以減去這個固定的“延時”來修正估計結果。

圖5 包絡檢波輸出結果1Fig．5 An envelope detection output

5 結論

海洋水聲信號越寬，相干多徑效應對信號包絡的影響越明顯，信號的時延估計將變得更困難。因此，水聲信號常采用窄脈寬的信號機制，盡可能避免多徑信號的干涉，使得多徑信號在時域上能夠與發射的脈沖信號分開。另外，測距脈沖與測深脈沖采用不同的信號格式，以避免測距脈沖的多徑效應對測深脈沖檢測的影響。此信號機制采用5 ms的發射脈沖寬度，測距脈沖采用CW信號，測深脈沖采用LFM信號。可以有效分隔開時域上的多徑信號由于測深脈沖采用與測距脈沖不同的LFM信號，而且兩個脈沖之間的時間間隔滿足先驗條件（40．96 ms～－81．92 ms 之間），因此 CW 脈沖的多徑效應對LFM脈沖的檢測影響不大。

圖6 包絡檢波輸出結果2Fig．6 Envelope detector output 2

[1]陳潔麗．多普勒頻移環境下的水聲信號檢測 [D]．廣州：華南理工大學，2012．

[2]許志恒．水聲主被動定位系統聲信標設計[D]．哈爾濱：哈爾濱工程大學，2008．

[3]解偉，張曉斌，張朋松，等．飛機電源控制器PCU測試儀的設計與實現[J]．計算機測量與控制，2010，18（9）2207－2209．XIE Wei，ZHANG Xiao-bin，ZHANG Peng-song，et al．Design of tester system for power control Unit （PCU）[J]．Computer Measurement&Control，2010，18（9）2207－2209．

[4]王建新，楊世鳳，隋美麗，等．Labwindows/CVI測試技術及工程應用[M]．北京:化學工業出版社，2006．

[5]周承仙，李仰軍，武錦輝，等．基于Labwindows/CVI的多路高速數據采集系統設計[J]．電子測量技術，2007，30（12）:66－69．ZHOU Cheng-xian，LI Yang-jun，WU Jin-hui，et al．Design for multi-channel high speed data acquisition system based on Labwindows/CVI[J]．Electronic Measurement Technology，2007，30（12）:66－69．