Z源逆變器在異步電動機中的應用

朱 紅，祝龍記，夏若飛

（安徽理工大學電氣與信息工程學院，安徽淮南 232001）

1 前言

在交流電動機中采用許多高性能的控制方式，如直接轉矩控制和磁場定向控制（FOC）。交流電動機的FOC是將定子電流分解成兩個分量：電流勵磁分量和電流轉矩分量，然后對其進行解耦控制，以獲得像直流電機一樣的特征。磁場定向由于其控制簡單、效率和穩定性高、有良好的功率因數等，被廣泛應用在交流電動機中。

近年來脈沖寬度調制（PWM）變速驅動由于其性能的優越性被廣泛應用到變頻調速中，其中使用最廣泛的是正弦脈沖寬度調制（SPWM）控制和空間矢量脈寬調制（SVPWM）控制。研究表明，相對于SPWM控制，SVPWM控制可以更有效地利用直流總線電壓，產生更少的諧波和失真。近年來提出的Z源逆變器，克服了傳統的電壓型逆變器和電流型逆變器的不足。傳統的電壓型逆變器是一個降壓型逆變器，如圖1所示一個三相電壓為220 V的驅動系統，220 V的交流電（AC）通過整流器整流成310 V的直流電（DC）。在線性調制范圍內，逆變器最多只能產生190V的交流電，對于一個220V的電機而言，逆變輸出的低電壓大大限制電動機的輸出功率（輸出功率與電壓的平方成正比），因此不滿足電機和驅動過大的系統。而Z源逆變器采用獨特的Z源網絡，又稱阻抗（LC）網絡連接逆變器主電路和電源（整流器），通過控制直通工作時間從而達到升壓功能，通過傳統的逆變橋逆變，輸出的電壓可以實現期望的交流電壓值，甚至比線電壓更高，可以使電壓跌落時不間斷工作、降低線路諧波、改善功率因數、增加可靠性、拓寬輸出電壓范圍。

圖1 傳統的驅動系統Fig.1 The traditional driving system

本文采用間接磁場定向控制（IFOC）的異步電機結合SVPWM控制的Z源逆變器來進一步增強感應電機的驅動性能。

2 Z源逆變器

Z源逆變器采用其獨特的LC網絡（阻抗電感L1=L2，阻抗電容C1=C2）將逆變主電路、電源、負載或其他轉換器連接在一起，具有電壓型逆變器和電流型逆變器沒有的特性，圖2為傳統Z源逆變器拓撲。

圖2 傳統Z源逆變器拓撲Fig.2 The traditional Z-source inventer topology

Z源逆變器有8個開關狀態，當外加直流電壓流過負載時，傳統的三相電壓型逆變器有6個有效的開關狀態，負載短路時產生上、下兩個零矢量狀態。當三相Z源逆變器負載終端短路時通過任意一相或兩相橋臂或三相橋臂上、下橋臂時，即有特殊零狀態。傳統電壓型逆變器和電流型逆變器中是沒有直通零狀態的，Z源網絡產生的直通零矢量使逆變器有特殊的升/降壓特性。Z源逆變器的升壓因子為

式（1）中，VPN為直流母線電壓；VS為輸入電壓；TS為開關周期；T為直通時間；B為升壓因子，大于1。由式（1）可得，只要合理地控制直通時間T就可以實現Z源逆變器的升壓大小。

Z源逆變器的感應電機主電路如圖3所示。

圖3 基于Z源逆變器的感應電機主電路Fig.3 The main circuit of asynchronous motor based on the Z-source inverter

在升壓狀態下運行Z源逆變器，在一個230 V電機整流后通過Z源網絡測得直流鏈電壓上升到600 V左右，在線性調制范圍內逆變器產生一個400 V的交流電。

3 間接磁場定向控制

高性能異步（感應）電動機驅動大都采用FOC技術。異步電動機的定子電流是由勵磁矢量和轉矩矢量的和組成，解耦控制轉矩和勵磁，就要找出與轉矩正交的勵磁分量，為此，可以采用兩種方式，即直接磁場定向控制（DFOC）和IFOC。在DFOC中，由氣隙磁通矢量的位置來計算轉子磁通的矢量位置。通過合適的磁通傳感器，如霍爾感測器來直接測量或者推導反電動勢的整合來計算，但磁通傳感器使DFOC成本增大，在低頻情況下，無法獲得良好的性能，且需要改進電機去放置傳感器。而IFOC是通過異步電動機模型的一個簡單的表達式來預測轉子磁鏈位置。

圖4為異步電機IFOC技術的方框圖。為了獲得磁場矢量，電機的電流分量應與定子電流分量隔離，這樣產生一個通量。IFOC的主要缺點是它是通過掃描電機來估算轉子磁鏈矢量的角位置，因此對電機參數非常敏感。實際上，轉子時間常數的不確定會引起定子電流與轉子磁通錯邊，降低整個系統的性能。

4 空間矢量脈寬調制

由于SVPWM控制可以更有效地利用直流總線電壓、產生更少的諧波和失真，所以被廣泛地應用于三相交流電機的矢量控制中。在三相交流電機中，有8個開關狀態，其中有6個有效狀態和2個零狀態，如圖5所示，8個空間矢量可以用一個矢量圖來表示。為了生成SVPWM，在高頻采樣周期及低采樣頻率周期中采樣旋轉參考電壓空間矢量US。如圖5中的扇區1，是由開關（100）、（110）和零矢量（000）及（111）和US組成。

電壓—α軸的平衡式為

電壓—β軸的平衡式為

式（2）和式（3）中，TS是開關周期；三相逆變器的直流電壓|U1|=|U2|=Udc，由式（2）和式（3）可得

圖4 IFOC技術的方框圖Fig.4 The block diagram of IFOC technology

一個開關周期的零狀態持續時間為

圖5 SVPWM及扇區Fig.5 SVPWM and sector

圖6為帶有直通零矢量的SVPWM控制信號示意圖。根據升壓比B計算得到直通時間t0，并將其等分為6等份，每份為t0/6，在一個開關周期中將等分的直通零矢量插入到每個橋臂的開關中。上下橋臂的切換點公式分別如式（8）和式（9）所示。

式（8）和式（9）中，Ta、Tb、Tc為三相橋臂的切換點；T1、T2為兩個相鄰矢量；t0為直通時間。

圖6 帶有直通零矢量的SVPWM控制信號Fig.6 SVPWM control signal with a shoot-through zero vector

5 控制策略

為了獲得在直流鏈側的升壓，需要設置直通狀態的時間，將直通狀態的時間均勻地插入到正常PWM波中。圖7為其中一種生成帶直通狀態的PWM波形。通過控制D和D′的值就可以控制直通狀態時間（D和D′為常量），為了防止短路，D值不能太小。圖8是插入直通狀態及未插入直通狀態的波形圖。圖9表示在不同的D值下產生的脈沖波形。

6 仿真

為了驗證系統理論的正確性，進行仿真實驗，仿真參數如下。

1）負載：三相400 V、37 kW異步電機。

2）Z源網絡：L1=L2=5mH，C1=C2=1 200 μF。

圖9 在D=0.7和D=0.9時，直通狀態的波形Fig.9 The wave of the direct state when D=0.7 and D=0.9

在Matlab下建立仿真，給定轉速為n=1400 r/min。圖10為Z源升壓圖，圖11為電機轉動時的轉速及轉矩圖（圖11a為轉速圖，圖11b為轉矩圖）。

圖10 Z源逆變器升壓后逆變輸出電壓Fig.10 The output voitage of inverter after Z-source inverter boosting

圖11 異步電機的轉速與轉矩Fig.11 The rotational speed and torque of asynchronous motor

圖12為建立的仿真模型。為了方便測量，直接將整流的部分用一個350 V的直流電源代替。異步電機在0.4 s加載20N·m負載。

如圖12所示，Z源逆變器在交流異步電動機中的應用可使逆變器輸出電壓增加，可以帶動額定電壓較大的電動機，且當交流異步電動機突加負載時的動態穩定性較好。

7 結語

在Matlab/simulink環境下搭建基于Z源逆變器的IFOC的異步電動機仿真模型，并驗證其正確性。結果表明通過Z源逆變器結合IFOC的異步電動機的驅動系統，實現了感應電機的平滑調速，避免了負載突變對系統的影響，能使系統不間斷運行，具有良好的動態性能和抗擾動能力。

圖12 基于Z源逆變器的IFOC的異步電機仿真模型Fig.12 Asynchronous motor simulation model of IFOC based on Z-source inverter

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