基于復合型單開關PFC 預調節器的設計

姚常青

（陜西工業職業技術學院 陜西 咸陽 712000）

傳統的APFC 變換器可以分為兩級和單機兩種類型，其中兩級型PFC 變換器包括前級的PFC 預調節器和后級的DC/DC 變換器。PFC 預調節器的輸出電壓調節在380 V。因為不對稱半橋（AHB）變換器結構簡單并具有零電壓開關特性，因此要求CPFC的容量需要足夠大，以保證在保持時間內AHB變換器的輸入電壓變化不大，為了減小CPFC的容量，在PFC變換器和AHB 變換器之間加入一級Boost 變換器，從而解決所存在的問題[1]。

1 應用于后級的DC/DC 變換器

一般情況下應用于后級的兩級PFC AC/DC 變換器如圖1 所示。

圖1 兩級PFC AC/DC 變換器Fig.1 Two PFC AC/DC converter

在大多數計算機系統中電源都要求要有一定的保持時間。保持時間是指在輸入電壓突然斷電后電源保持輸出電壓穩定在一定范圍內的時間。這項要求可以確保計算機在出現輸入故障是有足夠的時間備份數據或者切換到不間斷電源（UPS）下工作。在此期間，由電源中的儲能電容CPFC向負載提供能量。因為輸入斷電后沒有能量輸入，所以CPFC的兩端的電壓會逐漸下降到零。這樣后級DC/DC 變換器的輸入電壓會變化過大，但是AHB 變換器的輸入電壓變化范圍比較小，負責將失去她的一些優點。因此CPFC的容量需要足夠大，以保證在保持時間內AHB 變換器的輸入電壓變化不大[2]。

為了減小CPFC的容量，在PFC 變換器和AHB 變換器之間加入一級Boost 變換器，如圖2 所示。正常工作條件下第一級變換器進行功率因數校正，加入的Boost 變換器作為DC/DC 級工作在電流連續模式下。當輸入掉電時，加入的Boost變換器能將存儲在CPFC上的能量全部傳到負載，因此可以大大減小CPFC的容量。但圖2 所示的三級結構過于復雜，增加了電路的成本和體積，并且效率不高。為了簡化這樣的三級結構，可以將前兩集合為一級，為此提出了一種復合型單開關PFC預調器[3]。

2 拓撲的提出

圖3 所示是一種復合型PFC 預調節器，其中PFC 變換器與Boost 變換器共用開關管VT。當VT 導通時，整流后的交流輸入電壓通過二極管VD2 向Lb1充電，同時CPFC向Lb2充電。當VT關斷后，Lb1通過VD1向CPFC放電，Lb2向負載提供能量。為了獲得較高的功率因數，Lb1工作在電流斷續模式。電容CB 兩端的電壓控制在420 V，作為下一級AHB 變換器的輸入電壓。輸入掉電后，Lb1不工作，Boost 變換器將CPFC上儲存的能量傳遞到CB，使其電壓穩定在420 V。因此后以及AHB變換器的輸入電壓基本保持不變，便于她的優化設計[4]。

圖2 三級PFCAC/DC 變換器Fig.2 Three PFCAC/DC converter

圖3 復合型單開關PFC 變換器Fig.3 Composite single switching PFC converter

因為DC/DC 級Boost 變換器工作在電流連續模式下，占空比并不隨負載的變化而馬上調節。輕載時占空比不能馬上減小，因此輸入功率與重載時相同。在半個工頻周期內輸入能量大于輸出能量，多余的能量存儲在電容CPFC中，導致其兩端的電壓急劇上升，需要選用高耐壓值的器件。為了保持輸出電壓不變，電壓環開始調節輸出電壓，這是占空比才開始減小，輸入功率也相應減小。只有當輸入功率等于輸出功率時，這一動態調節過程才能結束。此時CPFC 兩端的電壓已經高于450 V，不利于選擇低成本的電解電容[5]。

圖4 改進的復合型單開關PFC 預調節器Fig.4 Improved composite single switch PFC preregulator

3 工作原理

為了便于分析，將圖4 中變壓器原邊繞組N1 用一個磁化電感LM 和一個理想變壓器代替如圖5 所示。此變壓器在半個工頻周期內的工作狀態可分為3 中模態，即M1、M2 和M3，如圖6 所示[7]。

圖5 主電路Fig.5 Main circuit

圖6 工作模態改進的單開關PFC 預調節器Fig.6 Working modeimproved single switch PFC preregulator

M1：在此模態下，CPFC兩端電壓UCPFC的反饋信號UN2 大于輸入整流電壓，即

式（1）中：Upk為輸入電壓峰值。式（1）表明死區角不僅與UCPFC和Upk有關，還與變壓器匝數比K 有關。減小K 值可以提高功率因數和減小輸入電流諧波含量。

M2：當輸入電壓高于反饋電壓，即|Ui|≥UN2=KUCPFC時，變換器工作在M2 狀態。開關管導通時，Lb1兩端的電壓等于整流輸入電壓減去反饋電壓UN2，即

因為PFC 級工作在DCM，開關導通期間輸入電感電流從零開始線性增加，如圖7 所示。此時VD1 反向截止，磁化電流

式（3）表明磁化電流時由CPFC的放電電流和整流電流兩部分組成的，CPFC和輸入端共同提供磁化能量。

圖7 M2 狀態下的主要波形Fig.7 M2 state key waveforms

圖8 M3 狀態下的主要波形Fig.8 M3 state key waveforms

在1個開關周期內輸入電流是斷續的，磁化電流是連續的，因此開關管截止期間CPFC向負載提供一部分能量[8]。

M3：隨著輸入電壓的增加，在1個開關周期內輸入電流將大于磁化電流。此時變換器進入M3 狀態，其主要波形如圖8 所示。CPFC的充電電流為

在開關導通期間，隨著輸入電流的線性上升，輸入端將同時想磁環電感和CPFC提供能量；在開關截止期間，M3 時的工作狀態與M2 時相同。一旦電壓經過峰值并減小到一定程度，變換器又將進入M2 狀態。隨著電壓進一步減小，變換器再次進入M1 狀態[9]。

4 結論

該復合型單開關PFC 預調器結構簡單，并且可以減小儲能電容的容量。由于輸出電壓基本恒定，因此便于下一級DC/DC 變換器（AHB）的優化設計。加附加繞組N2 后，可使CPFC兩端的電壓420 V，同時使輸出電流諧波滿足IEC1000-302的要求，使用上述簡易電路不但可以減少過沖現象，而且還可以縮短預調節器上電的時間[10]。

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