基于Simulink的直擴系統頻域窄帶干擾抑制研究

劉艷良，孔軍輝，劉海見

(海軍大連艦艇學院基礎部，遼寧大連 116018)

0 引言

窄帶干擾是DSSS系統所面臨的最常見干擾，它是一種干擾頻帶相對于有用信號窄得多的干擾形式。DSSS系統雖然對窄帶干擾具有一定的抑制作用，但在窄帶干擾功率足夠大、干擾特性復雜或者干擾頻率為系統載波的中心頻率時，系統接收機將無法正常完成解擴和解調等工作。由于DSSS系統的處理增益不能無限地增大，因此必須依靠窄帶干擾抑制技術在接收機解擴前，對窄帶干擾進行處理清除［1］。

干擾抑制的基本思想就是采取措施在直擴信號解擴之前把強干擾能量消除，不讓強干擾進入解擴解調器，避免干擾超出DSSS系統的干擾容限。目前常用的干擾抑制技術主要分為基于時域預測的干擾抑制技術與變換域干擾抑制技術［2，3］。在變換域干擾抑制技術中，最常用且易于工程實現的是基于FFT的干擾抑制算法，其不需要逐步收斂的過程，并且可以通過快速算法來實現，因此處理速度遠遠超過時域濾波技術。下面利用Matlab的可視化工具Simulink構建直接序列通信系統模型，仿真分析了基于FFT的干擾抑制技術的有效性，為直接序列擴頻系統在干擾環境下的應用提供了依據。

1 基于FFT的干擾抑制算法

1.1 基本原理

在擴頻通信系統中，基于FFT的窄帶干擾抑制算法的基本原理是利用窄帶干擾與擴頻信號頻域特性的不同，先將混合信號變換到頻域，由于窄帶干擾相對于擴頻信號頻域上表現為很窄的尖峰，可以通過包絡檢測生成門限進行陷波處理，將高于門限值的譜線衰減或完全去除，最后反變換還原成時域信號進行解擴解調處理，從而達到抑制干擾的目的。基于FFT的干擾抑制原理及處理過程中的信號頻譜如圖1所示。

圖1 基于FFT的干擾抑制原理與信號頻譜

從圖1可以看出，在頻域干擾抑制處理過程中，必須在做FFT運算前對時域信號序列進行加窗處理［4］，若不加窗就相當于對時域信號加了矩形窗。由于矩形窗函數的傅里葉變換為sinc函數，其第一旁瓣比主瓣低13.46 dB，對于比有用信號大幾十分貝的窄帶干擾來說，它的旁瓣也比信號大很多，這樣就不可避免地造成了干擾信號的頻譜泄露。因此，在進行干擾抑制時，就會使得干擾消除不徹底，或者是增大了消除的帶寬范圍，因而加重了對有用信號的損傷［5］。為了減小干擾的頻譜泄露，必須采用低旁瓣的窗函數，如切比雪夫窗或布萊克曼窗等。

1.2 干擾門限生成算法

為了保持門限確定的自適應性，通常根據當前一次或幾次FFT變換值來確定門限值。門限的確定可以表示為［6］:

式中，Thmin為最小的門限值，通常指沒有干擾信號時的幅度值;M為FFT變換的次數;NFFT為FFT變換的長度;η為衰減的系數;um為輸入信號x(n)和窗函數w(n)相乘之后的FFT變換的值，即

干擾門限確定之后，對超過干擾門限值的譜線通常認為是含有干擾的譜線，可對這些譜線置零，將其徹底去掉，從而實現了頻域的陷波處理［7］。

1.3 重疊復用處理

在頻域干擾抑制處理過程中，在對信號分段進行FFT變換前加窗是一個很重要的環節。從時域來看，加窗實質上是對輸入數據進行加權處理，保證了在FFT之前數據段兩端的平滑，雖然達到了減小頻譜泄露的目的，卻使輸入信號發生畸變，帶來了額外的信噪比損耗。通常減小加窗損耗的措施是對數據進行重疊加窗，這樣既可以補償由于加窗帶來的處理增益損失，又可以增強信號的關聯性。假設分段數據長度為N，重疊的比例因子為r(0＜r＜1)［8］。重疊復用原理如圖2所示。

圖2 重疊復用原理

由圖2可知，重疊復用處理必須增加數據若干路處理通道，將每路信號邊緣由于加窗而扭曲較大的信號拋棄，保留中間損失較小的信號，將各路信號合成之后即可減小對原信號的扭曲程度。一般重疊比例越大，加窗引起的信噪比損耗就越小，但計算量將隨之增大。所以，通常根據實際的性能要求和硬件條件來確定重疊比例的選擇。

2 干擾抑制模塊的設計及仿真

2.1 仿真模型構建總體思路

利用Matlab的可視化工具Simulink可以方便地建立系統的可視化模型，使得仿真系統建模與工程中的方框圖統一起來，并且通過可視化模塊近乎“實時”地將數據輸入輸出顯示出來，使得系統仿真工作大為方便、快捷［9］。根據以上分析，采用1/4重疊加窗處理的干擾抑制模型原理如圖3所示，其中，x(n)為含窄帶干擾的信號;y(n)為經過干擾抑制后的輸出信號，均為采樣后的離散信號，采樣點數為N。

圖3 1/4重疊加窗和干擾抑制原理

圖3中干擾抑制采用基于FFT的頻域陷波處理技術，其原理如圖4所示，其中，W(n)為窗函數;abs(u)和angle(u)兩個函數分別求FFT變換后的幅度和相位值;Th(u)函數用于確定干擾抑制的門限值;P(u)函數是對超出門限值的譜線進行衰減處理［10］。

根據式(1)構建的干擾門限生成原理及大譜線處理方法如圖4中虛線框中所示，其中大譜線處理過程是以含干擾信號的FFT幅度與干擾門限之差作為判斷干擾是否存在的依據作為多路開關的控制端。若在某頻率處存在干擾則多路開關與下部的輸入端，即將超出門限的譜線置零;否則多路開關接通上部的輸入端，即將未超過門限的譜線值保留。從而實現了干擾的檢測與存在干擾頻率處的陷波處理。

圖4 頻域陷波抑制干擾與門限生成和譜線處理原理

2.2 仿真分析

根據FFT重疊變換干擾抑制算法原理，利用Simulink建立干擾抑制仿真模型，設定仿真條件如下:信源數碼率為1 kb/s，擴頻碼(PN碼)率為255 kb/s，載波為510 kHz，高斯白噪聲信噪比為10 dB，存在 2個單音窄帶干擾，信干比均為－30 dB，中心頻率分別為510 kHz和1.5 MHz。仿真過程中，FFT變換的次數 M=1，FFT變換的長度NFFT=8192，衰減系數 η =0.3，1/4 重疊加窗處理的窗函數為第一旁瓣比主瓣低80 dB的切比雪夫窗。

干擾抑制前后的波形對比如圖5所示。由圖5可見，2個單音窄帶干擾信號基本被濾除，但是干擾抑制后的波形相對于未被干擾的信號來說還有一定的起伏，這是因為干擾抑制算法無法抑制高斯白噪聲的影響。但抑制后的信號完全可以通過后續的解擴解調還原出數據信號。

1/4重疊復用并經過頻域陷波處理后各支路信號波形與4路對齊疊加后的信號波形如圖6所示。由圖6可見，經過4條支路干擾抑制后合并的信號，其數據段兩端的衰減在對齊合并之后已經基本消失，即相對于單獨一路加窗后的信號，數據段兩端更加平滑，減小了加窗對有用信號的損傷。

干擾抑制前后信號的頻譜如圖7所示，可以看出，經干擾抑制后，高于干擾門限的譜線被衰減置零，而低于門限的譜線得以保留，從而在進行IFFT變換之后得到如圖5所示的干擾抑制后的時域波形，進行下一步的解擴解調處理。

圖5 干擾抑制前后的波形對比

圖6 各支路經陷波處理后的波形及4路疊加波形

圖7 窄帶干擾抑制前后的信號頻譜

通過以上仿真結果可知，在頻域陷波處理時首先用低旁瓣的窗函數對時域信號加窗，并將各路加窗并經過陷波處理后的信號進行重疊處理，降低了窄帶干擾的頻譜泄露，從而使得干擾抑制后有用信號的損傷大為減少，這些措施共同促成了FFT重疊變換干擾抑制算法具有良好的窄帶干擾抑制性能。

3 結束語

本文研究了FFT重疊變換干擾抑制算法的原理，利用Simulink構建模型進行了仿真分析，驗證了基于FFT重疊變換的頻域陷波技術抑制干擾的有效性，能夠為直接序列擴頻系統在干擾環境下的應用提供一定依據。通過仿真可知，該干擾抑制技術能夠處理多個干擾，可用干擾的變化實現快速跟蹤，并且窗函數和抑制算法選擇合適，陷波深度可以非常大。 ■

［1］王 波.直接序列擴頻通信系統中的窄帶干擾抑制技術研究［D］.重慶大學，2009:17－18.

［2］趙 剛.擴頻通信系統實用仿真技術［M］.北京:國防工業出版社，2009.

［3］陳 巖，趙 篤.直接序列擴頻系統中的窄帶干擾抑制［J］.計算機仿真，2006，23(10):100 －102.

［4］張賢達.現代信號處理［M］.北京:清華大學出版社，2003.

［5］CHEN Xiao-wen，GUO Wei，ZHENG Yong.Frequency Domain Interference Suppression in a DSSS System［J］.IEEE International Conference on Communications，Circuits and Systems and West Sino Expositions，2002，1(29):247－251.

［6］李 然，趙 剛.FFT重疊相加抗窄帶干擾的算法研究［J］.四川理工學院學報(自然科學版)，2009，22(3):87－89.

［7］姚軍勇，鄭林華.頻域抗干擾算法中的濾波門限問題研究［J］.現代電子技術，2007，24(1):1 －2.

［8］曾祥華，李崢嶸，王雪飛.擴頻系統頻域窄帶干擾抑制算法加窗損耗研究［J］.電子與信息學報，2004，26(8):1276－1281.

［9］牛 海，鄭劍云，朱義勝.基于Simulink的直擴通信仿真研究［J］.艦船電子對抗，2008，31(5):10 －12.

［10］張銀蒲，孫茂松，竇桂華.基于FFT的擴頻通信系統抗干擾技術研究［J］.唐山學院學報，2012，25(3):97－99.