反激式單級變換逆變器研究

王嘉義

（西南交通大學，四川 成都610031）

0 引 言

近年來，太陽能光伏發電、風力發電技術及燃料電池已經取得長足發展，以這些能源為主電源的場合，常需要逆變器將主電源變換為一定電壓、頻率的交流電。

隨著全控型功率器件的高頻調制技術的快速發展和不斷完善，逆變器的發展趨向于高頻化、模塊集成化和數字化。但隨著開關頻率的升高，功率器件的開關損耗加大，變換器效率降低，EMI現象嚴重［1］。

為實現逆變器的高頻化和模塊化，本文分析了一種由高頻隔離反激變換器和工頻逆變全橋級聯而成的逆變器電路拓撲。該電路拓撲的前級電路增加有源箝位電路，使前級電路中開關管零電壓開通，并限制其關斷時的尖峰電壓。該逆變器的前級和后級的控制方式不同。前級電路采用電壓型控制，在前級輸出側采樣電壓，簡化了采樣電路，具有控制簡單，易于實現的特點。后級采用方波驅動開關管，使全橋電路中的開關管實現工頻切換。該逆變器的兩種控制方式可實現前級和后級兩個模塊單獨控制，具有易于實現逆變器的模塊化和高頻化等特點。

1 原理與設計

1.1 主電路拓撲分析

文獻［2］提出了一種新型的單向功率流DC／AC逆變電路拓撲，該電路由輸出低頻正弦半波的正激變換器和工頻逆變全橋級聯而成，如圖1所示。該電路具有拓撲簡潔，控制簡單且易于實現等優點，但其適用于恒定負載場合。為改善該電路的負載適應性低的問題，文獻［3］提出一種新穎的雙向功率流DC／AC逆變器電路拓撲，如圖2所示，該拓撲在正激變換器的輸出并聯了一個能實現能量回饋的小功率反激變換器。該電路具有結構簡單，負載適用性高等優點，但需要增加一個反激變換器，使電路結構和控制復雜，成本增加。

圖1 單向功率流DC／AC逆變電路拓撲［2］

圖2 雙向功率流DC／AC逆變器電路拓撲［3］

針對以上問題，本文分析了一種由高頻隔離反激DC／DC變換器和工頻逆變全橋級聯而成的逆變器電路拓撲，如圖3所示，該電路由圖1中的正激變換器替換為反激變換器而得到。

圖3 反激式DC／AC逆變器電路拓撲

圖3 所示電路拓撲由高頻隔離反激變換器和工頻逆變全橋組成。工作原理：反激變換器的輸出電壓跟蹤一個低頻正弦半波，使反激變換器的輸出近似于低頻饅頭波，再由逆變全橋進行工頻逆變，使負載端電壓為正弦波。圖3中，Q1為反激變換電路的主開關管；Q2、C2、D2、C3和D3組成有源箝位電路，以限制變壓器的漏感尖峰電壓，并實現開關管的零電壓導通；Q1與Q2的驅動信號為高頻信號，且兩者互補；VS1與VS4的驅動信號為工頻且占空比為0.5的方波信號，兩者相同；VS2與VS3的驅動信號相同，且與VS1的驅動信號互補。

1.2 控制方式分析

該逆變器的主電路拓撲由高頻隔離反激變換器和低頻逆變全橋級聯而成，所以需要兩種不同的控制電路。反激式逆變器的控制結構示意圖如圖4所示。前級采用電壓型控制，后級全橋電路的開關管進行工頻切換，所以后級只需兩個互補的方波即可實現控制。

圖4 反激式逆變器的控制結構示意圖

圖5 等效的系統控制結構示意圖

圖6 電壓型控制的系統方框圖

在不考慮有源箝位電路的情況下，假如全橋電路中開關管工頻切換時互補的兩個驅動信號不存在死區，則反激變換器的輸出始終與電阻負載相連，因此可將后級全橋電路和負載電阻R等效為一個等效電阻Req，從而分析系統的控制方式。圖5為等效的系統控制結構示意圖，從圖中可知，系統采用電壓型控制方式。

圖5中采樣反激變換器的輸出電壓UFO，電壓采樣網絡傳遞函數為H（s），采樣后的電壓與參考電壓進行比較，得到誤差信號Ue，Ue經補償網絡得到控制信號Uc，Uc作為PWM調制器的一個輸入信號，與三角載波進行比較，得到脈沖信號d，脈沖信號經過功率開關管驅動器來驅動開關管Q1。

對圖5的控制結構示意圖建立數學模型［4］，可得到系統的電壓型控制方框圖，如圖6所示。其中，vref（s）為參考電壓象函數；ve（s）為誤差信號象函數；Gc（s）為補償網絡的傳遞函數；vc（s）為補償網絡的輸出象函數；GM（s）（＝1／UM）為 PWM 的傳遞函數，UM為PWM中三角載波的幅值；d（s）為占空比象函數；Gvd（s）為反激變換器的控制—輸出傳遞函數；vFO（s）為反激變換器的輸出電壓象函數；H（s）（＝K）為電壓采樣網絡的傳遞函數。

建立反激變換器工作于DCM的小信號模型，可得：

式中，n為變壓器的副邊繞組匝數／原邊繞組匝數；D2Ts為開關管Q1的關斷時間；TS為開關管Q1的工作周期；Ug為輸入電壓；Lm1為變壓器的勵磁電感量；ωp1為Gvd（s）的一個極點。

式（1）為理想情況下Gvd（s）的表達式，若考慮電容C1的串聯電阻等非理想情況，可得：

式（2）中，ωzo和ωp分別為Gvd（s）的零點和極點。

由圖6可知，Gc（s）與成正比，而GM（s）＝1／UM，所以Gc（s）與成正比，即G（s）存在c一個零點ωp和極點ωzo。

因此系統控制器中的補償網絡可以采用單級點—單零點補償網絡。

實際的電路設計中，系統的電壓控制方式只需一個芯片SG3525即可實現，反激變換電路中開關管Q1（Q2）通過驅動芯片IR2117（IR2118）來驅動。

2 實 驗

實驗平臺的主電路參數：Po＝100 W，Ug＝30 V，C＝4 700μF，C1＝0.2μF，C2＝0.022μF，Q1為IXTQ100 N25，Q2為IRF740，D1為 RHRP8120，VS1、VS2、VS3和 VS4為IRF460，C3＝0.1μF，Cf＝0.47μF，Lf1＝Lf2＝560μH，R＝500Ω。

實驗中得到圖7和圖8所示的實驗波形。圖7為反激變換器的輸出電壓UFO和輸出電流IFO波形，圖中UFO近似于饅頭波，每個饅頭波的起始和結束時刻電壓并非按正弦規律變化，在過零點處電壓波形發生畸變。以電壓UFO在0～10 ms時的波形為例來分析，0～0.8 ms時電壓為0，0.8 ms～1.6 ms時電壓從0快速增加到100 V左右，1.6 ms～9.2 ms時電壓波形近似于饅頭波，9.2 ms～10 ms時電壓從40 V降到0。

圖7 反激側的輸出電壓U FO和輸出電流I FO的波形

圖8 逆變器的輸出電壓U O和電流I O

圖8 所示為逆變器的輸出電壓UO和電流IO，UO的有效值為217 V，UO波形在過零點存在畸變。IO的有效值為0.411 A，IO也在過零點存在畸變。

從實驗波形可知，UFO、IFO、UO和IO的波形在過零點處存在畸變。其產生的主要原因有：①控制器主要的控制目標是控制反激電路側的輸出電壓UFO跟蹤一個正弦半波參考信號，但實際中，由于系統存在延時，控制器中誤差信號經過補償網絡調節后，得到的正弦半波控制信號存在相位偏差等原因，使UFO無法快速準確的跟蹤正弦半波參考信號；②實驗采用芯片SG3525進行反激變換電路的電壓型控制，但該芯片的PWM調制器中載波為鋸齒波，其變換范圍為0.84 V～3.36 V，而控制器中誤差信號經過補償網絡調節后，得到近似于正弦半波的控制信號，當控制信號的取值小于0.84 V時，輸出的PWM信號為0，即有占空比為0，輸出電壓為0；③全橋電路中開關管工頻切換，使得C1上的電壓可能發生變化，從而導致電壓快速變化，并且電流發生很大的變化，使電流發生畸變。

3 結 論

本文討論了一種由高頻隔離反激變換器和低頻逆變全橋級聯而成的逆變器。該逆變器的前級采用電壓型控制方式，輸出近似于低頻饅頭波，再由后級逆變全橋進行工頻逆變，使負載端電壓為正弦波。該電路采用有源箝位電路使前級電路中開關管零電壓開通，并限制前級電路中開關管關斷時的尖峰電壓。通過搭建100 W的逆變器實驗平臺驗證該方案的可行性。該逆變器主電路結構簡單，成本低，控制方式容易實現，具有實現逆變器的模塊化和高頻化等特點，適用于負載為電阻負載的場合。

［1］ 孫孝峰，顧和榮，王立喬，鄔偉揚.高頻開關型逆變器及其并聯并網技術［M］.北京：機械工業出版社，2011.

［2］ 周代文，侯振程.一種新型的不間斷電源電路的探討［J］.電力電子技術，1998，32（4）：49－50.

［3］ 熊雅紅，陳道煉.新穎的雙向功率流高頻環節DC／AC逆變器［J］.電力電子技術，2000，34（4）：10－12.

［4］ 張衛平.開關變換器的建模與控制［M］.北京：中國電力出版社，2005.