無電壓檢測的PFC雙環控制系統

許 敏，張有林，郭清風，米雪濤

（珠海格力電器股份有限公司制冷技術研究院，廣東珠海519070）

1 引言

傳統的BOOST型PFC控制電路，如圖1所示，一般采用乘法器原理。輸入信號包括前饋輸入電壓檢測、電流檢測及反饋輸出電壓檢測。此種PFC控制系統實現較復雜。在主電路上增加各信號檢測電路，增加了成本及電路面積。本文針對此問題分析并提出了無需輸入電壓檢測電路及輸出反饋電壓檢測電路，只檢測輸入電流的情況下，在BOOST型連續電流模式（CCM）功率因數校正（PFC）中實現電壓環與電流環的雙環控制策略及其數字化，并在DSP平臺上進行了實驗驗證。

無需輸入電壓檢測的PFC技術在三相PFC系統的研究［1－2]，一般是通過電流估算出輸入電壓。在單相PFC上主要有非線性載波控制技術［3],單周期控制技術作為一種大信號、非線性PWM控制技術［4－6]，具有較快的動態響應速度和輸入擾動抑制特性，其基本控制思想是通過控制開關器件的占空比，使每個開關周期中開關變量的平均值嚴格等于或正比于控制參考量。單周期PFC電路無需傳統PFC電路中的乘法器和輸入電壓采樣，大大簡化了PFC電路的設計。因此本方案在無輸入電壓檢測的電流環設計上采用數字實現的單周期功率因數校正技術。圖1所示為普通乘法器原理PFC。

圖1 普通乘法器原理PFC

在電壓環的控制上采用無需反饋輸出電壓檢測的數字控制技術。此技術從檢測的輸出電流中提取估算出輸出直流電壓信號。在數字化實現中，控制簡單，輸出電壓的估算精度由電流的檢測精度確定，可以很好地滿足大部分的應用場合。

2 無輸入電壓檢測電路的電流環

2.1 單周期PFC技術原理

如圖2所示為單周期實現的PFC變換器控制原理框圖。圖2中，輸出電壓反饋還是采用電阻分壓的采用電路。

圖2 無輸入電壓檢測的單周期PFC控制

單周期PFC變換器的控制目標就是使圖2中的變換器輸入電流跟隨整流后變換器的輸入電壓波形，同時又要保持輸出電壓穩定到給定值。

假定控制系統已經滿足PFC變換器輸入電流與輸入電壓成比例且相位一致，整個變換器可以等效為一個電阻Re，于是可以得到：

式中：Re為PFC變換器的等效電阻，ig為電感電流瞬時值，ug為整流器輸出直流電壓瞬時值。

對于BOOST型PFC變換器來說，在一個開關周期內，其輸入電壓ug、輸出電壓Uo和開關管占空比D的關系為：

所以可以得到：

定義Rs為PFC變換器中等效電流檢測電阻，則有：

式中：T為開關周期。

可以構造以下控制方程組：

公式（6）即為單周期PFC的控制方程組，通過控制系統實現u1（t）和u2（t），并對u1（t）和u2（t）進行比較可以獲得開關器件的開關占空比，從而可以實現單周期功率因數校正。

2.2 單周期PFC數字實現

單周期功率因數校正方案的核心是具有復位功能的高速積分器，利用硬件電路比較容易實現，而高速積分復位器利用數字算法實現起來相對較復雜。

由于數字控制系統中系統采樣頻率遠高于輸入電流的頻率，在一個開關周期中可以采樣多次。此單周期PFC的數字化中采用單周期單采樣（SSOP）的信號采樣方式。即在一個開關周期內只進行一次信號采樣。一般情況下系統的采樣頻率與開關頻率一致，因此可認為在一個開關周期內，數字控制系統得到的電感電流ig以及調節電壓um為恒定值，從而公式（6）可進行如下離散化處理：

由于公式（7）中的um（nT）在每個開關周期內的值是不同的，用數字方法計算公式（7）需要占用一定的DSP資源。

采樣信號由于受開關噪聲的影響在開關點上經常會出現高頻振蕩，因此需要采取合適的采樣控制算法來避開在開關點附近進行信號采樣。通過軟件計算出的開關信號占空比來確定開關器件的導通時間和關斷時間，然后根據開關器件的導通時間和關斷時間計算出一個最佳的信號采樣點以進行信號采樣。通過采取這樣的采樣控制算法，可以得到一個較好的采樣信號，進而保證了功率因數校正效果。

3 無輸出電壓檢測電路的電壓環

3.1 母線電壓反饋信號估算原理

在BOOST型PFC中，主電路工作于兩種工作模式。Ⅰ：IGBT導通電感儲能，二級管關斷模式；Ⅱ：IGBT關斷，二極管導通，電感放能模式。在模式Ⅰ中IGBT導通，電感兩端直接和輸入電壓相連。此時：

式中：uL1為模式Ⅰ中電感上的電壓，ug為整流器輸出直流電壓瞬時值。

電感兩端電壓也可以通過電感上電流的變化率得到：

式中：iL1為模式Ⅰ中電感電流值。

在模式Ⅱ中IGBT關斷、二極管導通，電感通過二極管進行續流。此時：

式中：uL2為電感在模式Ⅱ下的電壓，Uo為輸出電壓。

將公式（10）、（12）代入公式（11）得到：

從上式可以看出，輸出電壓可以通過計算電感L在兩種電路工作模式下的電壓變化率得到，如圖3所示。

圖3無輸入與輸出電壓檢測電路PFC控制

圖3為本方案完整的系統原理圖，包括了不需要輸入電壓檢測電路的單周期方式電流環，以及不需要輸出電壓檢測電路，采用輸出電壓估算的電壓環。

3.2 輸出電壓反饋信號估算的數字實現

與上述單周期PFC數字化所采用的單周期單采樣（SSOP）不同，在直流母線電壓的估算上，在一個開關周期需采樣3到4次。以采樣4次為例，式（13）可表示為：

式中：iL11、iL12分別表示在模式Ⅰ，電感電流增大期間第一次電流采樣值和第二次采樣值，iL21、iL22分別表示在模式Ⅱ，電感電流減小期間第一次電流采樣值和第二次采樣值。Δt1、Δt2分別表示模式Ⅰ期間兩次電流采樣的時間差，以及模式Ⅱ期間兩次電流采樣的時間差。

在具體數字實現上應通過算法確定兩次采樣的時間差。應重點考慮以下因素：①采樣點與功率器件開關的時間點，采樣信號很容易受開關信號的干擾，需要采用合適的算法；②IGBT的最大占空比與最小占空比；③IGBT驅動電路以及電流采樣電路的延時。另外，上述為去掉輸入電壓采樣而采用的單周期PFC數字化方案中一周期需采樣輸入電流一次可通過此4次電流采樣并進行平均而得，以提高精度。④也可通過3次采樣方式獲得相關信息。此時第二次采樣點應在功率器件關斷前，電感電流的峰值處。此時應特別注意時間延時問題。

4 實驗驗證

采用DSP芯片TMS320F28069，設計了一套采用單周期的電流環，輸出電壓估算的電壓環數字控制系統，控制系統主要參數如下：交流輸入電壓90～260VAC，功率器件開關頻率20kHz，輸出直流母線電壓控制為350VDC，變換器BOOST電感選取3mH，輸出濾波電容選取1360μF／450V。

此雙環PFC數字控制系統交流輸入電壓約為220VAC，輸出功率約為1500W，圖4所示為交流側輸入電壓和輸入電流的實驗波形，圖5為輸出直流母線電壓和電感電流實驗波形。

圖4 輸入電壓、電流實驗波形

圖5 輸出電壓與電感電流實驗波形

由上述實驗波形可見，輸出直流母線電壓可以穩定控制在350V左右，并且電壓紋波較小；輸入電流波形與輸入電壓波形相位一致。采用本文提出的無電壓檢測PFC數字控制方案取得了較好的功率因數控制效果。

5 結論

本文從節省成本角度提出了取消輸入電壓檢測電路及輸出電壓檢測電路且保持電流環電壓環，基本不降低性能的控制方案。此方案電流環采用單周期PFC控制的數字化方法，電壓環中通過電流信號估算出輸出電壓反饋。通過設計的基于TMS320F28069 DSP的數字控制系統對所提出數字控制方案進行了實驗驗證，實驗結果表明了該數字控制方案的正確性及可行性。該方案對于成本敏感型的行業具有很好的應用前景與實用價值。

［1] T Ohnuki，O Miyashita，P Lataire，G Maggetto.Control of a Three Phrase PWM Rectifier Using Estimated AC－side and DC－side Voltages［J] .IEEE Trans.Power electronics，1999，14（2）：222－226.

［2] Dong－Choon Lee，Dae－Sik Lim.AC Voltage and Current Sensorless Control of Three Phase PWM Rectifiers［C] .IEEE PESC proc，2000.

［3] D Maksimovic，Y Jang，R W Erickson.Nonlinear Carrier ControlforHighPowerFactorBoostRectifier［J] .IEEE Trans.Powerelectronics，1996，11（4）：578－584.

［4] IR1150S Data Sheet－ International Rectifier Corp.，2005.

［5] PFC Converter Design with IR1150 One Cycle Control IC，AN1077［Z] .International Rectifier Corp.，2005.

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