一種三電平雙buck光伏并網逆變器設計

劉周成,洪 峰,萬運強

（南京航空航天大學電子信息工程學院,江蘇南京,210016）

0 引言

傳統隔離型光伏發電并網逆變系統中常含有工作于高頻或工頻的變壓器，而這些變壓器的存在，使得系統功率變換級數增加，降低了系統的轉換效率，同時增大了系統體積和重量。與之相比非隔離型結構的光伏并網逆變器，且具有功率變換級數少、轉換效率高等性能優勢，而且體積更小、成本更低，因此在光伏并網逆變系統中現多采用非隔離型結構的逆變器。

雙buck逆變器（Dual Buck Inverter，DBI）是一種典型的非隔離型逆變器，該逆變器中續流二極管的應用解決了橋式逆變器存在的橋臂直通問題，其續流回路通過獨立的快恢復二極管而非性能較差的功率開關器件的體二極管,顯著降低了因續流二極管產生的反向恢復損耗，有效地提高了系統的效率和可靠性，但是，其橋臂輸出電壓只能是“+1”和“－1”兩種電平，電路雙極性調制方式工作，橋臂輸出電壓諧波含量大，需采用較高的開關頻率和較大的濾波器件。

本文在雙buck電路的基礎上分析研究了一種非隔離型三電平雙buck光伏并網逆變器，保留了雙buck電路無橋臂直通、無功率器件體二極管反向恢復問題等優點，通過對其結構的優化使其橋臂輸出為三電平單極性PWM波，有效地降低了逆變器輸出的諧波含量，提高了系統的轉化效率。

1 三電平雙buck光伏并網逆變器原理

三電平雙buck光伏并網逆變器的拓撲結構如圖1所示。Uin為逆變器輸入母線電壓，S1～S4是四個功率開關管，D1、D2分別為串聯在S2、S4兩端的續流二極管，C1、C2為直流分壓電容，L1、L2為雙buck電路的濾波電感，us為光伏并網逆變系統輸出端即電網電壓。三電平雙buck光伏并網逆變器采用半周期工作模式，在輸出并網電流正半周內，由S1、D1、L1構成的buck I電路工作，buck II電路不工作；在輸出并網電流負半周期內，由S3、D2、L2構成的buck II電路工作，buck I電路不工作。

圖1 三電平雙buck光伏并網逆變器拓撲Fig.1 Topology of three-1evel dual buck photovoltaic grid-connected inverter

逆變器仿真時序如圖2所示。us為輸出并網電壓，uA、uB分別為逆變器橋臂A、B兩點電壓，iL為輸出并網電流，iL1、iL2分別為電感L1、L2上電流。iL等于兩電感上電流之和，即iL=iL1+ iL2。具體工作模態如圖3所示。

圖2 三電平雙buck并網逆變器工作時序圖Fig.2 Key waves of three-1evel dual buck photovoltaic grid-connected inverter

（1）當輸出并網電壓us大于零時，電感L2上電流iL2=0，iL=iL1>0，buck I電路工作，buck II 電路不工作，電路包含兩個工作模態。

工作模態1：如圖3(a)所示，S1、S2開通，S3、S4斷開，此時C1放電，uC1下降，由于uC2=Uin/2-uC1，所以uC2上升，橋臂A點輸出電壓uA=+Uin/2，輸出電流iL=iL1，線性上升。

工作模態2：如圖3(b)所示，S1關斷，S2導通，S3、S4斷開，C1、C2兩端電壓uC1、uC2保持不變，橋臂A點輸出電壓uA=0，電感電流iL1通過D1續流，線性下降。

（2）當輸出并網電壓us小于零時，電感L1上電流iL1=0，iL=iL2<0，buck I電路不工作，buck II 電路工作。電路包括兩個工作模態：

工作模態3：如圖3(c)所示，S1、S2斷開，S3、S4導通，此時C1放電導致電壓uC2下降，由于uC1=Uin/2-uC2，所以uC1上升，橋臂B點輸出電壓uB=-Uin/2，輸出電流iL=iL2線性上升。

工作模態4：如圖3(d)所示，S1、S2斷開，S3關斷，S4導通，C1、C2兩端電壓uC1、uC2保持不變，橋臂B點輸出電壓uB=0，電感電流iL2通過D2續流，線性下降

圖3 工作模態Fig.3 Working modes

2 逆變器控制分析

光伏并網逆變器的控制目標是使逆變電路的輸出為穩定的、與電網電壓同頻同相且低總諧波失真（THD）、高質量的正弦波電流。逆變器采取的控制方式根據其控制的目標類型分為電壓控制和電流控制兩種方式，本文采用電流控制的方式。通過控制逆變器的輸出電流跟蹤電網電壓，使其與電網電壓同頻、同相即可達到并網逆變器電流源與電網電壓源并聯運行的目的。此外，兩輸入電容存在電壓不均衡問題，可根據輸入電容上存在的電壓偏差信號進行處理來調節濾波電感上的電流，使其產生的一部分電流平衡兩輸入電容上電壓，從而解決均壓問題，故控制中加入均壓環。圖4為三電平雙buck并網逆變器的控制框圖。

開關管S2、S4處于工頻工作狀態，對其進行開環控制，即當電網鎖相同步基準iref>0時，開關管S2開通，S4關斷；當iref<0時，開關管S4開通，S2關斷。在單相三電平逆變器中，單極性SPWM調制的方案已得到成功應用，經驗證可有效提高逆變器輸出電壓及電源電流諧波的性能，故本文在逆變電路采用單極性倍頻SPWM調制的方案。控制過程具體如下：對輸入電容C2上的電壓進行采樣，得到的電壓值與母線電壓的一半進行相減后得到表征輸入電容C1、C2上不均壓程度的誤差信號，并對其進行比例誤差放大得到ie；電網電壓經鎖相環鎖相并進行相關采樣，光伏陣列完成 MPPT后與之處理得到逆變器的并網電流基準，與ie相減后得到實際的電流環基準，該基準與逆變器輸出并網電流的反饋信號iL完成PI處理后進行單極性倍頻SPWM調制，對得到的驅動信號進行邏輯處理后經驅動電路送至相應的開關管，最終完成該并網逆變器的控制。

3 關鍵參數的設計

根據具體技術指標中允許可承受最大輸入電容上電壓偏差，可以設計相應電容值。此外，在光伏并網逆變器采取的單極性倍頻SPWM調制方案中，輸出濾波電感的作用是濾除功率開關器件在整個開關過程中所產生的高頻電流成分，并且能夠有效地抑制輸出并網電流的波動，從而降低其總諧波失真（THD）、提高并網質量。因此逆變器中電感量的選取與系統的工作性能有直接關系。

當輸出電壓uo即電網電壓處于正半周期時，并網電流iL=iL1，iL2=0，電感L1上的電流與電壓的關系如下：

其中式（1）中uL1(t)為電感L1兩端的電壓，當電網電壓處于峰值時，逆變器輸出并網電流的紋波最大，此時刻記為t1，T為高頻開關周期，D為此開關周期的占空比。再由電感伏秒平衡原則可得到：

由上，當直流母線輸入電壓Uin=720V，系統開關頻率f為60KHz，電網電壓峰值usmax=×220=311V時，逆變器額定的輸出功率為500W，其輸出峰值紋波電流iL1max=(500/220) ×=3.2136A，實際中逆變器并網電流紋波需保證ΔiL1<20%·iL1max，因此由式（5）可得：輸出電感應滿足L1>1.0977 mH。綜合考慮，最終選用感值為1.5mH的濾波電感。電感L2的選取方法與之類似，在此不贅述。

4 實驗驗證

參照仿真參數搭建三電平雙buck并網逆變器原理樣機，具體參數如下：主電路功率開關管采用1MBH60D-100A，功率二極管采用DSEI60-06A，輸入電容取C1=C2=800uF，輸出濾波電感L1=L2=1.5mH，輸入母線電壓為Ud=380V，輸出單相并網電壓為us=220VAC/50Hz。逆變器額定輸出功率為500W。

圖4 三電平雙buck并網逆變器控制框圖Fig.4 Control block diagram of Three-1evel Dual Buck Photovoltaic Grid-connected Inverter

圖5 三電平雙buck并網逆變器實驗波形Fig.5 Experiment waves of Three-1evel Dual Buck Photovoltaic Grid-connected Inverter

實驗波形如圖5所示：us為電網電壓，iL、uA分別為逆變器輸出并網電流和橋臂A點的電壓，可以看出：當電網電壓為正半周時，buck I電路工作，開關管S1有驅動信號u1，橋臂A點的輸出電壓uA與之對應，有+Uin/2和0兩個電平。當電網電壓為負半周時，buck I電路不工作，開關管S1驅動信號u1為0，此時橋臂A點的輸出電壓uA等于電網電壓。由此可進一步驗證了三電平雙buck并網逆變器的可行性與正確性。

5 結論

本文研究了一種非隔離型的三電平雙buck型光伏并網逆變器，分析了該電路的詳細工作過程并對其進行了仿真和實驗驗證。理論分析以及原理樣機實驗結果共同表明該逆變器保留了雙buck電路無橋臂直通的優點，避免了電流通過性能較差的功率開關器件（體二極管），能有效降低逆變器輸出的諧波含量，提高直流端電壓的利用率，可廣泛運用于光伏并網發電系統，具有良好的發展前景。

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