基于HMC820的低相噪頻率源設計＊

劉治君，李蓬蓬，李柏渝，孫廣富

（國防科學技術大學電子科學與工程學院，湖南 長沙410073）

0 引 言

GNSS接收機本振信號和采樣時鐘引入的相位噪聲，都會對載波跟蹤環(huán)和延遲鎖定環(huán)的跟蹤和測距性能造成影響。對于亞納秒級的測量，相位噪聲的影響是不可忽略的[1]。要降低相位噪聲對測量精度的影響，可以從射頻前端和信號處理兩個方面進行。文獻[2]提出了利用改進卡爾曼濾波算法和多通道中相位噪聲的相關性，抑制相位噪聲的影響。而射頻前端主要是研究低相噪的頻率源。

介紹了鎖相環(huán)的工作原理及相位噪聲傳遞和Hittite公司的HMC820的特點及內部結構，設計了一個基于該芯片的低相噪鎖相環(huán)電路，并針對該芯片，通過實驗驗證了鑒相頻率和環(huán)路帶寬對鎖相環(huán)輸出信號的相位噪聲的影響。

1 鎖相環(huán)工作原理及相位噪聲傳遞

用于頻率綜合的鎖相環(huán)的工作原理如圖1所示。用于頻率合成的鎖相環(huán)由鑒相器、環(huán)路濾波器、VCO和N分頻器組成，實際上是一個反饋環(huán)路。鎖相環(huán)的輸出信號的相位噪聲由式（1）所示[3]：

圖1 鎖相環(huán)原理框圖

式中：Sout（f）為輸出相噪的單邊帶功率譜；N為分頻比；H（f）為鎖相環(huán)的閉環(huán)傳遞函數；SCU（f）為參考頻標的相位噪聲；SVCO（f）為VCO的相位噪聲。

由式（1）可知，鎖相環(huán)的輸出相位噪聲由參考頻標、VCO和閉環(huán)傳遞函數，即環(huán)路濾波器共同決定。參考頻標對于輸出相位噪聲的影響體現在兩個方面，首先是參考頻標的頻率，對于同一個輸出頻率，參考頻率越高，N越小，從而使式（1）中的第一項減小；另外是參考頻標的相位噪聲，由于H（f）呈低通特性，所以輸出信號的近端相位噪聲主要由參考頻標和H（f）的帶寬決定，遠端相位噪聲主要由VCO決定。

2 HMC820特點及內部結構

HMC820是Hittite推出的一款低相噪、內部集成VCO的鎖相環(huán)芯片，其內部結構如圖2所示。

圖2 HMC820的內部結構

參考頻標首先經過R分頻器，然后送到鑒相器。鑒相器的輸出經過電荷泵后，由管腳CP輸出至外接環(huán)路濾波器，濾波后，經管腳VTUNE來控制VCO，VCO產生的信號經過一個可編程的分頻器后對外輸出，可以輸出1 095～1 275MHz，2 190～2 550MHz和4 380～5 100MHz三個頻帶的信號。

HMC820有以下特點：

1）高集成度。內部集成了低相噪VCO、自校準VCO諧振系統(tǒng)、低相噪數字鑒相器、高精度電荷泵和三個可編程分頻器。高集成度使外圍電路極簡單。通常，電路設計只需要考慮環(huán)路濾波器即可。

2）高鑒相頻率。對于同樣的RF頻率，較高的鑒相頻率可以減小式（1）中的N，從而降低輸出信號的近端相位噪聲。HMC820的最高鑒相頻率可以達到100MHz，而一般的鎖相環(huán)芯片的鑒相頻率要小得多，如國家半導體公司的LMX2531系列的芯片，最高鑒相頻率僅為32MHz.

3）高頻率準確度。當芯片工作在精確模式下時，輸出頻率幾乎可以達到零誤差。

4）短的頻率鎖定時間。采用跳周抑制技術，大大縮減了鎖定時間。

5）采用數字鎖定檢測技術，相對于傳統(tǒng)的模擬檢測技術，可以通過串口對芯片內部的狀態(tài)進行更細致的檢測。

3 電路設計

對于內部集成VCO的鎖相環(huán)芯片，VCO的相噪特性不能改變，而參考頻標往往由原子鐘或高穩(wěn)晶振提供，因此，電路設計主要考慮參考頻標的頻率和環(huán)路濾波器的設計。

3.1 鑒相頻率選擇

當目標頻率一定時，鑒相頻率決定了分頻比N，由式（1）可知，分頻比越大，近端相噪越低，同時，由于H（f）是非理想的，N也會對遠端相噪產生一定影響。

3.2 環(huán)路濾波器設計

由于鑒相器、VCO和分頻器都集成在芯片內部，所以環(huán)路濾波器就成了電路設計的重點。環(huán)路濾波器設計最重要的參數是環(huán)路帶寬，它不僅是影響相位噪聲的重要參數，還與動態(tài)范圍、鎖定時間等相關。其定義為開環(huán)傳遞函數幅度的3dB帶寬。

鎖相環(huán)最終輸出的相位噪聲可以看做是VCO的相位噪聲曲線與參考頻標的相位噪聲曲線的組合，兩條曲線的交點由環(huán)路濾波器決定。在僅考慮相位噪聲的情況下，最理想的情況是環(huán)路帶寬取在兩條曲線的交叉點附近。對于含有除N分頻器的頻率合成器，還必須考慮參考信號的噪聲惡化[4]。

3.3 編程

HMC820通過SPI編程控制內部寄存器及監(jiān)視工作狀態(tài)。

對HMC820的編程主要包括配置R－分頻器、N－分頻器、電荷泵和VCO子系統(tǒng)。R－分頻器對參考頻標進行分頻，分頻過后的信號作為鑒相頻率輸入到鑒相器；N－分頻器的取值由目標頻率與鑒相頻率決定；電荷泵的設置會影響輸出相噪和鎖定指示；VCO子系統(tǒng)編程是對內部VCO調諧。

可通過讀操作來讀取內部寄存器狀態(tài)。LD＿SDO管腳是一個通用輸出口，進行讀操作時，輸出相應的寄存器值，其他時間的輸出可編程。

4 應用實例

某項目中，需要1 114MHz的本振信號，因此，選擇HMC820的f0／2工作模式。

電路選用4階無源濾波器，通過改變鑒相頻率和環(huán)路參數，驗證二者對以HMC820為基礎的電路的輸出相位噪聲的影響。

測試主要從兩個方面進行。首先固定環(huán)路帶寬，改變鑒相頻率，觀察鑒相頻率的影響，以驗證鑒相頻率的影響；其次固定鑒相頻率，改變環(huán)路帶寬，以驗證環(huán)路帶寬的影響。

測試儀器采用羅德施瓦茨的FSUP8.

保持環(huán)路帶寬為190kHz不變，改變鑒相頻率，得到結果如圖3所示。

圖3 相噪隨鑒相頻率的變化

由圖中可以得到以下結論：

1）當鑒相頻率增大時，相位噪聲降低，這與理論是相符的；

2）當鑒相頻率增大到一定程度后，相位噪聲降低的幅度越來越小，80MHz與100MHz鑒相的輸出相噪相差已經很小，這是因為式（1）取對數后，相噪隨分頻比按對數關系增長；

3）對于同一個環(huán)路參數，不同的鑒相頻率，相噪曲線的拐點不同。

固定鑒相頻率為100MHz，改變環(huán)路帶寬，得到測量結果如圖4所示。

圖4 相噪隨環(huán)路帶寬的變化

由圖中可以得到以下結論：

1）環(huán)路帶寬對近端相噪影響較小（1Hz處的差異可認為是相噪儀的測量誤差造成的）；1MHz處的相噪也幾乎不隨環(huán)路帶寬變化，這是因為遠端的相噪由VCO決定；

2）而曲線拐點附近的相噪隨環(huán)路帶寬變化較大，這是因為｜H（f）｜2是非理想的，存在過渡帶，在拐點附近的相位噪聲由參考頻標和VCO分別以｜H（f）｜2和｜1－H（f）｜2加權得到的；

3）以100MHz鑒相時，190kHz的環(huán)路帶寬對應的鑒相曲線過渡比較平滑，相位噪聲比較理想；

4）隨著環(huán)路帶寬增大，相噪曲線的拐點對應的頻率變大，但與環(huán)路帶寬不相等，而大約是環(huán)路帶寬的1／3.同時，由圖3可知，這種對應關系還與鑒相頻率相關。

經過比較，當鑒相頻率為100MHz，環(huán)路帶寬為190kHz時，HMC820的輸出相位噪聲較好，其實測圖如圖5所示。

圖5 1114MHz信號的相噪實測圖

國家半導體公司的LMX2531系列芯片在相近頻率的相噪如表1所示[5]

表1 LMX2531的相位噪聲

與之相比，HMC820的相位噪聲降低了10dB以上，證明了HMC820在相位噪聲指標上的優(yōu)越性。

5 結 論

介紹了鎖相環(huán)的工作原理及相位噪聲的傳遞過程，以HMC820為基礎，搭建了鎖相環(huán)電路，分析了鑒相頻率和環(huán)路帶寬對HMC820的鎖相環(huán)電路的影響，得到了一些有工程意義的結論，并給出了較優(yōu)的鑒相頻率和環(huán)路帶寬設置。實測結果表明：與同類芯片相比，HMC820在相位噪聲指標上確實有較大優(yōu)勢。

[1]朱祥維.衛(wèi)星導航系統(tǒng)時間同步關鍵技術研究[D].長沙：國防科技大學，2007.

[2]王江安，莊奕琪，周清軍，等.利用改進卡爾曼濾波算法抑制GPS接收機相位噪聲[J].數據采集與處理，2010，25（5）：611－614.

[3]REBEYROL E，MACABIAU C，JULIEN O.Signal distortions at GNSS payload level[J].ION GNSS ITM，2006：26－29.

[4]王興春，劉 亮.低相位噪聲參考信號發(fā)生器的設計[J].應用天地，2007，26（11）：74－77.

[5]李彩華，李柏渝.LMX2531在信號源射頻電路設計中的應用[J].微處理機，2008（4）：2－3.