高性能PCC勵磁調節器實現方案

長江三峽能事達電氣股份有限公司 余 翔，樂緒鑫，趙先元，蘇 慧

1 引言

常規的微機勵磁控制器所選擇CPU時需要在可靠性、功能、性能等多種因素之間進行權衡，但因為性能方面的要求當前大部分微機勵磁調節器選用了專門定制的CPU模塊[1]。這些CPU模塊生產批量小，在元器件篩選、生產工藝及老化方面有所欠缺，其可靠性遠遠落后于成熟的PLC模塊。定制的CPU模塊另一個缺點是擴展性差，所擁有的外設資源在完成設計時就已固定。而用戶的需求是多種多樣的，如果原有的配置不能滿足，那么擴展資源往往需要付出極大的代價。文獻[2]中的勵磁調節器為了擴展電氣制動功能就不得不額外增加了一套PLC模塊進行開關控制。

PLC模塊可靠性高，擴展簡單方便，所以勵磁調節器的控制方案中開始逐漸引入PLC模塊以進一步提高系統可靠性[3]。但是主要面向邏輯控制的PLC模塊，以定時循環的形式執行任務，沒有開放中斷功能，所以這些方案中交流采樣、脈沖生成等此前需要在中斷中完成的任務都交由外部硬件執行[4][5]。這種多CPU協作的控制方案硬件結構比較復雜，增加了控制的時滯，影響了勵磁系統的性能。另外外部硬件的可靠性仍然達不到PLC模塊的水平，拖累了勵磁系統整體的可靠性。

PCC（Programmable Computer Controller）是奧地利貝加萊公司生產的可編程控制器，不僅繼承了PLC的高可靠性，還可以間接獲得實時響應的能力，完成單片機在中斷服務中實現的功能[6]。文獻[7][8]中均使用PP41作為CPU模塊，通過TPU函數實現了控制脈沖的生成，但沒有直接測量三相電壓、電流等交流信號，而是測量整流后的信號。這樣雖然在實時性上有所不足，但降低了對PCC處理能力的要求。文獻[9]使用了IP161作為CPU模塊，并使用IP161實現了交流采樣和脈沖生成等高速任務。但是IP161主頻僅約6MHz，處理能力不足，不能在工頻周期內完成當前主流的PID+PSS2B控制算法，所以僅能在中小容量機組中應用。

隨著硬件的發展，貝加萊公司推出了高性能的x20系列PCC模塊，其中CP1486模塊使用了主頻高達650MHz的英特爾賽揚CPU，最小任務周期約200微秒，完全可以在工頻周期內完成復雜的控制運算。本文將介紹一種基于x20系列模塊的勵磁系統實現方案，同時兼顧了高性能與高可靠性的需求。

2 勵磁系統硬件

2.1 勵磁調節器

圖1 勵磁調節器一個控制通道所用的x20模塊

圖1中CPU模塊CP1486用于通信及控制，混合開關量模塊DS4389用于測頻測相及控制脈沖生成，D I9371用于開關量輸入，DO9322用于開關量輸出，電源模塊PS2100除了電源中繼外還對數字量和模擬量進行了隔離，A I2636用于測量三相電壓和三相電流，A I4622用于測量勵磁電壓、勵磁電流、系統電壓和白噪聲測試信號，AO 4622用于控制模型測試[10]時的模擬信號輸出。

2.2 信號調理

電廠測量信號的幅值大大超過了信號采集模塊的測量范圍，所以需要使用信號調理電路按照比例降低信號幅值，濾除信號中的高頻干擾。同時x20系列PCC模塊的隔離措施不夠完善，需要在信號調理電路中加強隔離保護。

2.2.1 模擬信號調理

在勵磁系統中，通常輸入勵磁調節器的額定機端電壓為相電壓57.74V，額定機端電流為相電流1A或5A，而本方案中用于測量機端電壓和定子電流的AI2636測量范圍±10V或±20m A，且AI2636模擬輸入通道未進行有效的電氣隔離，因此需要加入前端信號調理電路，如圖2所示，精密PT和CT、以及運放采樣跟隨電路，將輸入的高電壓大電流信號轉換為AI2636可以直接使用的電壓信號，同時對信號的輸入輸出進行了隔離。在試驗測試中電壓電流信號的測量精度可達0.01%，完全滿足勵磁控制要求。

圖2 AI2636信號調理電路

2.2.2 測頻信號調理及脈沖信號放大

在本方案中，測頻及控制脈沖生成都由混合開關量模塊DS4389完成，DS4389模塊測頻通道只接收幅值24V、占空比50%的方波信號，而勵磁調節器采用陽極同步時，將陽極高壓信號作為測頻信號源，因此，需要一種將陽極高壓信號低相移地轉換為幅值24V、脈寬50%左右的方波信號的調理電路，如圖3所示，測頻信號調理電路由限流及分壓電阻網絡、精密PT、運放采樣跟隨電路組成。限流及分壓電阻網絡將陽極高壓信號轉換為低壓小電流信號，再通過精密PT進行電氣隔離，經運放取樣跟隨電路將陽極高壓信號轉換為DS4389模塊測頻所需的標準信號。

圖3 同步信號調理電路

為保證控制脈沖信號穩定可靠地驅動可控硅觸發導通，需將DS4389模塊輸出的控制脈沖進行信號放大，同時將一次高壓回路與二次控制回路進行電氣隔離，因此，在本方案中設計加入了可控硅脈沖放大電路，如圖4所示，DS4389模塊輸出的控制脈沖信號經過功率開關管放大，驅動脈沖變壓器，將大電流驅動信號輸出到可控硅門極，觸發可控硅導通。試驗測試證明此方式可保證DS4389模塊輸出的控制脈沖信號可靠觸發可控硅導通。

圖4 可控硅脈沖放大電路

3 勵磁系統軟件實現

3.1 測頻測相

DS4389模塊的4個輸入通道具有邊沿檢測功能，可以對接入的三相同步信號測頻測相。DS4389的邊沿檢測功能能夠捕捉并保存指定輸入信號的邊沿時刻，還可以比較得到不同通道輸入的邊沿時差。這些結果可以在配置DS4389時指定給全局變量，DS4389通過X20模塊之間的X2X Link總線刷新映射到CPU模塊的全局變量。這樣CPU模塊可以在控制循環中通過這些全局變量直接獲取邊沿時刻、周期和相角差而無需任何計算。

DS4389時標使用的是系統時鐘的時刻，系統時鐘計數頻率8MHz，精度足夠滿足控制需求。

3.2 脈沖生成

除了3.1中描述的4個數字輸入通道外，DS4389還有4個數字通道可設置為輸入或輸出，本方案中設置為推拉式輸出通道用于輸出控制脈沖。整流橋觸發所需的6路脈沖需要兩個DS4389模塊組合輸出。接入DS4389的同步信號除了測頻測相以外還需要驅動功率柜整流橋的控制脈沖。需要說明的是系統時鐘是所有模塊共享的，這樣第二個DS4389模塊可以直接使用第一個DS4389測量的同步信號邊沿時刻而無需自己測量。

圖5 DS4389的脈沖配置

在DS4389中生成脈沖主要依靠配置而非軟件編程。如圖5所示，脈沖生成需要配置的參數包括觸發時刻，第一路脈沖上升沿與觸發時刻之間對應整流橋觸發角的脈沖延時，脈沖下降沿與上升沿之間的延時，即脈沖寬度，第二路脈沖上升沿與第一路脈沖上升沿之間的相對延時等等。這些變量中脈沖寬度是與周期無關的常數，在配置時確定，其余都是以全局變量形式映射到CPU模塊在主循環中刷新。

如果采用圖6所示的陽極同步，則因為同步變壓器Y/Δ-11接線獲得的同步信號超前陽極電壓30 ，假定最小控制角為15 ，疊加后變為45 。

圖6 陽極同步

使用繼保儀輸入三相同步信號，用示波器觀察DS4389的45°脈沖輸出，發現CPU模塊程序中刷新脈沖相關變量的周期與脈沖的穩定性密切相關，表1給出了脈沖邊沿±1.5μs最大允許偏差下CPU模塊使用不同循環周期刷新脈沖相關變量時的最大允許輸入的同步頻率。可以看到脈沖相關變量的刷新周期越短則最大同步頻率越高。

表1 不同任務周期下的最高同步頻率

整流橋的最大控制角設置為120°，而第6路脈沖與第1路脈沖間相對延時為300°，與觸發角延時疊加超過一個周期，即脈沖序列延時刷新時此前的脈沖序列尚未執行完畢。為了檢驗這種特殊情況下DS4389是否會丟失脈沖，設置觸發角在15°和120°之間跳變，使用示波器觀察輸出的脈沖，發現DS4389采用類似先進先出的原則順序執行設置的脈沖序列，先發完舊的脈沖序列后才能生成新的脈沖序列，沒有出現脈沖丟失現象。

3.3 交流采樣

3.3.1 AI2636的設置

AI2636模塊能夠按照預置的頻率采集2路輸入的模擬信號，但要求2路信號同時為電壓信號或電流信號。所以在2.2.1的信號調理電路中將CT輸入轉換成了電壓信號。從測試的結果看3個AI2636模塊采樣的同步性比較理想，但為了穩妥，定子電流信號分別與同相的電壓信號接入了同一個AI2636模塊。這樣V、I同步測量，可以保證有功功率和無功功率計算的準確。

AI2636最小采樣周期約為67μs，設置完成后不可變更，采樣結果以全局變量數組的形式通過X 2X Link總線傳遞給CPU模塊。因為X2X Link總線周期最小約為380μs，程序中取整設置成了400μs。CPU模塊中AI數據處理的循環任務周期與之匹配，也是400μs。AI2636采樣周期沒有設置成67μs，因為此設置下每個采樣通道有的周期中傳遞5個數據，有的周期傳遞6個，不便于軟件處理。采樣周期設置成80μs后CPU模塊每個周期在每個模擬輸入通道都可以接收5個采樣數據。

3.3.2 插值算法

傳統的交流采樣要求采樣頻率跟蹤信號頻率，采樣點應該均勻分布在一個周期以內，對于周期內第一個采樣點的相位沒有要求。獲取原始數據后通過傅氏算法獲取交流信號的幅值和相位。而AI2636的特性決定了只能使用定頻采樣，但是CPU模塊保留足夠多和足夠密集的采樣數據點后，相當于存儲了此前的信號波形，可以通過插值的辦法對存儲的波形進行“虛擬”變頻采樣。

CPU模塊的軟件中為每一路模擬信號保留了最近625個采樣值，這樣即使是低至20Hz的模擬信號CPU模塊中也可以保留一個周期的數據。這625個數據依次記為V0、V1、……、V624。當采樣值序號遞增到624后又從0開始，覆蓋最老的采樣值。

以24點交流算法為例，需要在一個周期內均勻分布的24個采樣值。計算時最新的采樣值Vn直接采用，作為最后一個數據點U23，即：

圖7 對采樣數據的插值計算

如圖7所示，對于周期為T的信號，兩個數據點之間的時間間隔為T/24，采樣間隔為80μs。那么兩個數據點之間間隔的采樣點為：

對于數據點Ui(i=0,1,……,22)，與Vn之間間隔的采樣點點數為：

數據點的位置位于采樣點Vstart與Vend之間，start和end均為采樣點序號。start和n之間間隔的采樣點點數m為t舍棄小數部分后取整的結果，end=start?1 (4)

通過線性插值得到虛擬采樣點：

得到所有虛擬采樣點后即可采用標準的傅氏算法進行進一步處理。

3.3.3 插值算法的性能

為了測試幅值測量的精度，輸入有效值5V的正弦波信號，在不同的信號頻率下，幅值計算結果的浮動范圍約為測量值的±0.01%，基本達到了AD芯片的轉換精度。

為了測試不同AI2636模塊的同步性，將三相電壓分別接入3個AI2636模塊，任意兩相相差與120°，偏差不大于0.5°。

角速度是PSS2B的輸入量，是在傅氏算法得到的三相電壓合三相電流矢量基礎上進一步處理得到的，在CPU中按照2m s的任務周期進行刷新計算。使用繼保儀測試頻率突變時的角速度響應，得到的結果如圖8所示。

圖8 信號頻率突變時的周期與角速度

在頻率變化的過渡過程中插值算法每次計算都相當于按照新的周期重新采樣，而不象常規交流算法一樣保留部分按原來周期采樣得到的數據。圖8中周期在信號變化出現10m s后才發生變化，并出現了兩個中間值，這是因為周期的刷新周期為10ms，還有濾波環節。角速度在輸入信號突變時就開始變化，經過10ms線性上升到了真實值，雖然在周期突變時出現了跳變，但是下一次計算時就恢復到了真實值，而這些跳變的數值通過簡單的中值濾波即可消除。

3.4 通信與控制通道程序的一致性

CPU模塊CP1486帶有1個以太網口和一個貝加萊公司標準的PowerLink接口，但這個PowerLink接口可以作為一個正常的以太網口使用。所以勵磁調節器分別用兩個網口連接了兩個網絡，一個僅供勵磁系統內部交換控制數據，另一個用于連接外部系統，接收和響應外部命令。

勵磁調節器一般由兩個相同配置的控制通道組成，除了IP地址和部分參數以外程序基本一致。CP1486模塊帶有撥碼開關，上電初始化時可以讀取撥碼數值，并根據不同的撥碼設置不同的IP地址和參數，這樣兩個控制通道可以共用相同的程序，僅僅通過撥碼設置進行區分。

3.5 控制軟件構成和CPU占用率

控制軟件分成了4個循環任務：第一個任務用于生成觸發脈沖，周期200μs；第二個任務用于高速定頻采樣以及后續的交流算法，周期400μs；第三個任務用于網絡通信，周期1ms；第4個任務用于PID+PSS2B控制計算和限制保護，周期10ms。

CP1486上載的CPU占用率約為57%，沒有出現循環任務超時。

4 結論

本文介紹的基于X 20系列PCC模塊的勵磁調節器實現方案，通過了相關測試的驗證，確認了方案的可行性。本方案在可靠性和控制性能方面獲得了較好的平衡。

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