ZVS移相全橋電路尖峰抑制方法的研究

楊文鐵, 耿攀, 楊勇, 徐正喜

（武漢第二船舶設(shè)計研究所，武漢 430064）

0 引言

移相全橋電路開關(guān)管的高頻通斷會產(chǎn)生高頻電壓振蕩和電壓尖峰，同時變壓器漏感或諧振電感與變壓器繞組電容和整流二極管的結(jié)電容之間也會產(chǎn)生寄生振蕩，由此增加了開關(guān)管和整流管的電壓應(yīng)力和反向恢復損耗，也帶來了嚴重的電磁干擾問題[1,2]。本文主要分析了開關(guān)過程中尖峰產(chǎn)生的幾個主要原因，提出了尖峰抑制的方法，并通過樣機試驗證明了相關(guān)措施的可行性。

1 死區(qū)時間對開關(guān)過程的影響

移相全橋電路中橋臂的硬開關(guān)過程是產(chǎn)生電壓振蕩和尖峰的主要原因，滯后橋臂相比于超前橋臂更難于實現(xiàn)ZVS。為了改善的開關(guān)過程，實現(xiàn)ZVS，常用的方法是加大諧振電感，或者輸出端并聯(lián)一個假負載以增加諧振電感上的能量，保證有足夠的能量延長開關(guān)管體二極管導通時間，為橋臂的ZVS創(chuàng)造條件。下面以滯后橋臂為例分析其死區(qū)時間Tdead對開關(guān)管實現(xiàn)ZVS的影響。

圖1是給出了滯后管Q2開通前的等效電路圖，因為Q4的關(guān)斷，Lr與C2和C4諧振工作，C2放電，C4充電。滯后橋臂中點B與超前橋臂中點A之間的電壓VBA諧振上升， Q2兩端的電壓諧振下降。VBA的波形，如圖2中曲線1所示。其中 t1是 Q4關(guān)斷的時刻，t2是 Q2的體二極管D2導通的時刻，t2’是D2關(guān)斷的時刻，t2”是VBA諧振下降到零的時刻，ton是開關(guān)管Q2的開通時刻，該時刻由 Tdead決定。圖中[t2，t2”]時段內(nèi)，體二極管D2導通，將VBA箝在Vin。圖2中曲線2是死區(qū)時間不同時，實際的 VBA波形。共有四種情況：

1) ton∈[t1, t2], Q4在t1時刻關(guān)斷后，Lr、C2及 C4諧振工作，C2放電，C4充電，且VC2+VC4=Vin。如果在諧振過程中 Q2始終保存關(guān)斷，VC4應(yīng)充電上升到至 Vin，相應(yīng) VC2可放電到0。如果在 VC4上升途中，Q2開通，則導致 VBA會以兩種不同的斜率上升 Vin，如圖（a）所示，因為Q2開通后，電源通過Q2給C4充電，導致電壓快速上升，此時VC2也沒有下降到0，即Q2沒有實現(xiàn)ZVS；

2) ton∈[t2, t2’], Q2開通之前 D2已經(jīng)導通，Q2兩端電壓為零，如圖（b）所示，Q2實現(xiàn)ZVS；

3) ton∈[t2’, t2”], 當死區(qū)時間過長，VC2 已降為0，若此時沒有及時開通V2，諧振電感中的能量不足以維持 D2的導通, 導致 C2的反向充電，如圖（c）所示，Q2的端電壓不再為 0，所以此時Q2沒有實現(xiàn)ZVS；

4) ton>t2”, Q2開通時，VBA下降到零，Q2的端電壓為Vin，如圖（d）所示，Q2為完全硬開通。

綜上分析，合理調(diào)整死區(qū)時間，以實現(xiàn)開關(guān)管的ZVS，可有效抑制開關(guān)尖峰。

2 二極管寄生振蕩的抑制

ZVS移相全橋變換器輸出整流二極管以及開關(guān)管體二極管都不是工作在軟開關(guān)狀態(tài)，存在反向恢復過程。在二極管反向恢復時，變壓器的漏感或附加的諧振電感和二極管的結(jié)電容以及變壓器的繞組電容之間會發(fā)生高頻諧振，從而使產(chǎn)生寄生振蕩。對于二極管反向恢復引起的電壓尖峰，有以下幾種下常見的抑制措施：

1) RCD緩沖電路 在正負母線之間增加RCD 緩沖電路，電路中的一部分寄生電感產(chǎn)生的電壓尖峰可被 RCD 電路所吸收，從而減少di/dt 值，抑制電壓尖峰。

2) 整流二級管并聯(lián) RC吸收電路 RC吸收電路可抑制整流二極管關(guān)斷時因反向恢復引起的電壓、電流尖峰，同時減少電磁干擾的產(chǎn)生。

3) 二級管箝位電路 如圖1中，嵌位二極管主要是吸收整流二極管反向恢復振蕩，因為二極管反向恢復會產(chǎn)生一個較大的電壓尖峰，其值會超過母線電壓，嵌位二極管導通，能量通過嵌位二極管續(xù)流，回饋到輸入電源中，所以整流輸出電壓只在二極管開通的瞬間有一個尖峰，嵌位二極管導通后，將其端電壓嵌位在輸入電壓大小，避免了整流輸出電壓的后續(xù)振蕩。

3 線路雜散電感的影響

ZVS移相全橋變換器一般采用較高的開關(guān)頻率，因而線路中雜散電感會產(chǎn)生較大的di/dt 值。如圖3所示，圓圈為電路中對開關(guān)過程會產(chǎn)生影響的幾段主要雜散電感分布，包括輸入端與橋臂、兩橋臂與箝位二極管、變壓器副邊繞組與整流二極管之間的導線，通過合理布置元器件位置，來盡量減短這幾段導線的距離，同時對于小功率的開關(guān)電源可采用PCB板走線來減小雜散電感，而對于大功率電源則盡量用銅排、層疊母線代替導線。同時在所有開關(guān)管的正負母線之間，都并聯(lián)高頻吸收電容，以吸收開關(guān)過程中的高頻諧振成分,如圖3所示。

4 試驗驗證

為了驗證以上分析正確性及抑制措施的有效性，在2 kW原理樣機上進行了相關(guān)試驗。圖1為改進前滯后橋臂驅(qū)動及端電壓波形（曲線1為驅(qū)動，2為端電壓），可以看到，死區(qū)時間過長導致Q2為完全硬開通，試驗波形與圖2（d）分析一致。圖5為變壓器原邊端電壓（曲線1）和整流橋輸出電壓（曲線2），二極管反向恢復引起的電壓振蕩明顯。圖6為減小死區(qū)時間，滯后管實現(xiàn)了ZVS，并增加了箝位二極管和母線高頻吸收電容后的電壓波形（曲線1為驅(qū)動，2為端電壓），改善顯著。輕載對于移相全橋電路是比較惡劣的工況，難于實現(xiàn)軟開關(guān)，圖7為輕載時圖1中A、B兩點間的電壓（曲線 1）和變壓器副邊端電壓（曲線2），可以看到，以上措施對尖峰抑制效果明顯。

5 結(jié)論

本文對 ZVS移相全橋電路開關(guān)過程中電壓振蕩和電壓尖峰產(chǎn)生的原因進行了研究，給出抑制措施，并通過試驗驗證了方法的有效性。通過采取尖峰抑制措施，可有效減小開關(guān)損耗和EMI問題，降低開關(guān)器件因為電壓尖峰過高而損壞的風險，利于高頻化，以進一步提高變換器的功率密度和效率。

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[1]阮新波, 嚴仰光. 直流開關(guān)電源的軟開關(guān)技術(shù). 北京: 科學出版社, 2000.

[2]陳堅. 電力電子學—電力電子變換和控制技術(shù)[M].北京:高等教育出版社, 2002:289-328.

[3]Ruan Xinbo, Liu Fuxin. An improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping diodes[C]. Power Electronics Specialists Conference, 2004 IEEE 35th Annual, 2004, 2:1476-1481.

[4]Xinke W，Junming Z，et al. Analysis and optimal design considerations for an improved full bridge ZVS DC-DC converter with high efficiency[J].IEEE Trans on Power Electronics，2006，21(5): 1225 -1234.