一種新型超高頻感應(yīng)加熱混合全橋逆變器

李時峰 呂默影 陳輝明

（浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院 杭州 310027）

1 引言

感應(yīng)加熱可應(yīng)用于金屬熔煉、透熱、熱處理和焊接等過程，已成為冶金、國防及機械加工等部門等不可缺少的部分[1]。目前感應(yīng)加熱行業(yè)正朝著高頻和大容量化發(fā)展。在1MHz 頻率以下的應(yīng)用已被固態(tài)高頻感應(yīng)加熱覆蓋，技術(shù)比較成熟[2-4]；在1MHz頻率以上，已經(jīng)有采用電壓源串聯(lián)型拓撲的小功率電源[5-7]，不過由于串聯(lián)型拓撲對母線輸入端雜散電感比較敏感，對工藝要求較高，同時死區(qū)時間非常短（幾十納秒級別），因此實際應(yīng)用受到限制，而電流源型拓撲逆變輸出端與諧振回路之間不可避免有寄生電感。由于高頻電源對寄生參數(shù)特別敏感，雜散電感和寄生電容容易引起電壓過沖和高頻振蕩，因此傳統(tǒng)的電壓源型或電流源型拓撲工作頻率很難提高。追溯超高頻感應(yīng)加熱電源拓撲，基本可以歸結(jié)為class-D[8-10]和class-E[11-13]功率放大器。典型D 類放大器與串聯(lián)型半橋拓撲類似，都屬于直流電壓源供電，其驅(qū)動必須預(yù)留死區(qū)時間，并且短路保護困難，不適合用在超高頻領(lǐng)域；E 類放大器由于其良好的開關(guān)特性，適合用在超高頻領(lǐng)域。由于它們一般由單管或雙管構(gòu)成，同時對負載要求較高，不適合負載變化較大場合，因此在感應(yīng)加熱場合應(yīng)用有限。文獻[14,15]提出了一種新穎的超高頻感應(yīng)加熱拓撲，不過其等效諧振負載有多個儲能元件，有多個諧振頻率，過于復(fù)雜，不利于負載變化劇烈的場合，同時元件參數(shù)也很難匹配。

針對上述問題，本文提出一種新穎的混合全橋超高頻感應(yīng)加熱電源，它同時具有class-E 電路的良好開關(guān)特性。該拓撲為一混合拓撲，即輸入端為電流源，逆變輸出端串接LCR 負載。它結(jié)合了電壓源型拓撲和電流源型的優(yōu)點，一方面能吸收輸入端和輸出端的寄生參數(shù)，同時又避免了互補橋臂之間預(yù)留死區(qū)時間或重疊時間的問題，因此適合大功率超高頻感應(yīng)加熱場合。

2 混合全橋逆變器主電路結(jié)構(gòu)及工作原理

混合全橋逆變拓撲主電路如圖1 所示。輸入端為平波大電感，它可以吸收母線寄生電感，輸入端為一恒流源。S1～S4為 4 個帶有反并聯(lián)二極管的MOSFET 組成。C1～C4為等效并聯(lián)諧振電容，它包括有MOSFET的輸出電容Coss，VD1～VD4為四個反并聯(lián)續(xù)流二極管。Ld為直流母線串聯(lián)的大電感；L、R為等效負載，C為串聯(lián)諧振電容，逆變輸出端可以吸收雜散電感，IDC、iL、iVD1分別是直流母線電流、負載電流以及反并聯(lián)二極管VD1的電流。從輸入端看，它屬于電流源型拓撲，而輸出端又為LCR 串聯(lián)負載，可以看成電壓源型拓撲，因此主電路可以看成并聯(lián)-串聯(lián)混合式拓撲。為了簡化分析，以下假定電路所用元器件皆為理想器件。

圖1 混合全橋逆變拓撲Fig.1 Topology of hybrid full-bridge inverter

2.1 復(fù)合諧振回路阻抗特性分析

圖2 為等效諧振回路，假定主電路中MOSFET參數(shù)一致，即它們的輸出電容相同，開關(guān)管兩端并聯(lián)電容大小相同，因此C1=C2=C3=C4=Cb/2。

由圖2 所示可知，負載諧振回路為復(fù)合諧振回路，等效導(dǎo)納

圖2 等效諧振回路Fig.2 Equivalent resonant circuit

諧振時，其等效虛部為零，即

假定Q2=(ωLR)2? 1，整理式（2）可得

負載回路有兩個諧振頻率

式中，f1為串聯(lián)諧振頻率；f2為等效并聯(lián)復(fù)合諧振頻率。

圖3 等效負載幅頻特性和相頻特性曲線Fig.3 Magnitude-freguency and phase characteristics of equivalent load

等效負載幅頻特性和相頻特性曲線如圖 3 所示。設(shè)工作頻率為f。當f＞f2或f＜f1時，負載特性為容性，在開關(guān)管導(dǎo)通之時其漏源極兩端電壓并未下降到零，開關(guān)管以非零電壓開通，損耗大，逆變器不能工作在此區(qū)間；當f1＜f＜f2時，負載特性為感性，開關(guān)管以ZVS、ZCS 方式導(dǎo)通，同時關(guān)斷電壓以近似正弦形式上升，開關(guān)損耗小，為所需工作狀態(tài)；當f=f1或f=f2時，此時工作頻率等于諧振頻率，負載為阻性特性。

2.2 基本工作過程分析

假定電路工作在感性區(qū)間，即f1＜f＜f2。圖4所示為逆變器的工作波形。ugS14為S1、S4的門極驅(qū)動信號；ugS23為S2、S3的門極驅(qū)動信號；uAB為逆變輸出電壓；uS1為MOS 管S1漏源極電壓。將電路的一個開關(guān)周期分為8 個不同的工作階段組成，圖5 所示為各階段等效電路。

圖4 感性狀態(tài)下各電壓、電流波形Fig.4 The voltage and current waveforms in inductive state

圖5 各階段等效電路Fig.5 Equivalent circuits of operation modes

（1）階段1（t0～t1）：在t0時刻之前，S2、S3導(dǎo)通，S1、S4關(guān)斷，負載諧振電壓受VD1、VD4鉗位一直保持為零；負載電流小于零，一部分通過開關(guān)管S2、S3，另一部分流向續(xù)流二極管VD1、VD4；t0時刻，撤除S2、S3驅(qū)動脈沖，同時開通S1、S4；開關(guān)管S2、S3上面的電流自然換流至諧振電容C2、C3；C2、C3與負載回路形成并聯(lián)諧振槽路，S2、S3漏源極電壓以正弦形式上升，電壓斜率低，因此關(guān)斷損耗小；負載電壓開始諧振上升，負載電流依舊小于零，而續(xù)流二極管VD1、VD4電流此時并未下降到零，繼續(xù)續(xù)流。

（2）階段2（t1～t2）：t1時刻，iVD1、iVD4過零，電流自然換向至S1、S4，并且開始諧振上升；因此S1、S4實現(xiàn)了ZVS、ZCS 開通；在此階段期間，C2、C3與負載形成并聯(lián)諧振槽路，負載電流諧振上升。

（3）階段3（t2～t3）：t2時刻，負載電壓諧振到最高值，此時C2、C3的電流為零，之后開始反向。

以上3 個階段負載電流為

對上述兩式進行拉氏變換可得

因此

階段1 中VD1電流和階段2、階段3 中S1電流為

（4）階段4（t3～t4）：t3時刻，負載電壓諧振到零，之后受VD2、VD3鉗位，負載電壓一直保持為零；而負載電流一部分流向S1、S4，另一部分經(jīng)VD2、VD3續(xù)流。

本階段負載電流

（5）階段5（t4～t5）：t4時刻，撤除S1、S4驅(qū)動脈沖，同時接通S2、S3；開關(guān)管S1、S4上面的電流自然換流至諧振電容C1、C4。C1、C4與負載并聯(lián)形成諧振槽路，其端電壓以正弦形式上升，電壓斜率低，因此關(guān)斷損耗小；負載電壓開始諧振上升，負載電流依舊大于零，而續(xù)流二極管VD2、VD3電流此時并未下降到零，繼續(xù)續(xù)流。

（6）階段6（t5～t6）：t5時刻，iVD2、iVD3自然過零，電流自然換向至S2、S3，并且開始諧振上升；因此S2、S3實現(xiàn)了ZVS、ZCS 導(dǎo)通；在此階段期間，C1、C4與負載形成并聯(lián)諧振槽路，負載電流諧振上升。

（7）階段7（t6～t7）：t6時刻，負載電壓諧振到最高值，此時C1、C4上的電流為零，之后開始反向。階段5～階段7 各電流表達式類似式（8）。

（8）階段8（t7～t8）：t7時刻，負載電壓諧振到零，之后受VD1、VD4鉗位，負載電壓一直保持為零；而負載電流一部分流向S2、S3，另一部分經(jīng)VD1、VD4續(xù)流。至此，一個開關(guān)周期結(jié)束，當t=t8時刻下一個開關(guān)周期開始。此階段各電流表達式類似式（11）。

2.3 關(guān)鍵電壓波形具體分析

當工作頻率在恰當區(qū)域，即如前文所述f1＜f＜f2。負載電壓和驅(qū)動波形如圖6 所示。

按照圖6 所示，負載電壓為奇函數(shù)。設(shè)

式中，f為工作開關(guān)頻率；f2為等效復(fù)合并聯(lián)諧振頻率。

諧振電壓以正弦形式上升，假定負載電壓峰值為uABm，因此負載電壓可以表示如下：

圖6 關(guān)鍵電壓波形Fig.6 Key voltage waveforms

輸入直流電壓為

因此可得

負載電壓由基波及各次諧波組成，用傅里葉分析法得到基波及各次諧波電壓幅值

當D=1 時，工作頻率等于諧振頻率，負載電壓沒有中間一段為零的小平臺，只有基波分量，此時效率最高，開關(guān)管電壓應(yīng)力最小；根據(jù)式（16），如果D過小，會導(dǎo)致負載峰值電壓過高，并且此時諧波電壓幅值也相應(yīng)增加。

2.4 超高頻感應(yīng)加熱混合全橋逆變器的特點

（1）電源輸入端有平波大電感，逆變輸出端為LCR 串聯(lián)負載，可以避免輸入引線寄生電感、輸出引線寄生電感帶來的不利影響，并且短路保護能力強。

（2）當工作在感性區(qū)域時，負載電壓以ZVS、ZCS 導(dǎo)通，近似ZVS 關(guān)斷，開關(guān)損耗小，適合超高頻場合。

（3）由于輸入端是電流源型，輸出端是電壓源型，因此互補驅(qū)動之間無需留死區(qū)時間或重疊時間。

（4）等效諧振回路只有三個儲能元件，負載配置簡單，適合負載變化較激烈的場合。

（5）開關(guān)管要承受較大的電流應(yīng)力，同時對主電路布線要求較高，特別是并聯(lián)諧振電容上面的引線電感對電路影響較大，這也是本電路的缺點所在。

3 仿真與實驗結(jié)果

綜上所述，當選取合理的負載參數(shù)時，開關(guān)管有良好的開關(guān)環(huán)境。

為驗證前述理論分析的正確性，對電路進行了仿真研究并搭建了1MHz/1kW的實驗樣機。下表為仿真和實驗時所用元件及其參數(shù)。圖7 為Matlab 仿真波形，其中波形1 為開關(guān)管驅(qū)動波形；波形2 為對應(yīng)開關(guān)管漏源極電壓；波形3 為對應(yīng)開關(guān)管電流波形；波形4、波形5 分別為負載電壓、負載電流波形。在開關(guān)管驅(qū)動脈沖來臨之前，開關(guān)管電流小于零，此時其反并二極管續(xù)流，因此可以實現(xiàn)開關(guān)管ZVS、ZCS 導(dǎo)通，關(guān)斷時開關(guān)管漏源極電壓以正弦形式上升，近似為ZVS 關(guān)斷。

表 仿真和實驗時各元件參數(shù)Tab. Parameter for simulation and experiment

圖7 仿真波形Fig.7 The simulation results

圖8 為所搭建硬件電路實驗波形。圖8a 和圖8b 為兩路互補橋臂驅(qū)動波形及其展開圖；高電平為+15V，低電平為-5V，占空比接近 0.5，驅(qū)動之間幾乎沒有死區(qū)時間；同時也沒有長時間彌勒效應(yīng)，因此該拓撲適合用在超高頻電源中。

圖8c 為當工作頻率f=1.20MHz＞f2時，負載電壓uAB、負載電流iL波形。此時負載特性為容性，開關(guān)管導(dǎo)通之前漏源極電壓并未諧振到零，導(dǎo)通損耗大，并且此時電路振蕩比較嚴重，實際中應(yīng)當避免工作在此區(qū)域。

圖8 實驗波形Fig.8 Experimental waveforms

圖8d 為當工作頻率f=f2=1.11MHz 時，負載電壓uAB、負載電流iL波形。此時負載特性為阻性，MOS 管以ZVS、ZCS 導(dǎo)通，ZVS 關(guān)斷，為理想工作情況，實際中很難在此工作。

圖8e 為當工作頻率f=1.0MHz＜f2時，負載電壓uAB、負載電流iL波形。此時負載特性為感性，開關(guān)管以ZVS、ZCS 導(dǎo)通，近似ZVS 斷開。圖8f為對應(yīng)開關(guān)管漏源極電壓和其驅(qū)動之間的關(guān)系，可見此時在開關(guān)管柵極脈沖來臨之前，其漏源極電壓已經(jīng)降為零，而關(guān)斷時漏源極電壓以正弦形式上升，關(guān)斷損耗小，實際中電路應(yīng)當工作在此區(qū)域。

4 結(jié)論

本文提出了一種適合超高頻感應(yīng)加熱電源的混合全橋逆變器，它同時具有電流源型拓撲和電壓源型拓撲的優(yōu)點，可以吸收母線雜散電感和逆變輸出寄生電感，但是又避免了死區(qū)時間或重疊時間問題，同時開關(guān)管輸出電容為諧振電容的一部分。并且當工作在感性區(qū)域時，開關(guān)管可以實現(xiàn)ZVS、ZCS 導(dǎo)通，近似ZVS 關(guān)斷，開關(guān)損耗小，適合超高頻場合。本文詳細介紹了負載特性以及電路工作過程，最后搭建1MHz/1kW 實驗樣機表明了相關(guān)原理的正確性。

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