10G高速印制電路板的設計與研究

吳 茜，王曉曉，張 帥

(中航工業江西洪都航空工業集團有限責任公司江西南昌330024;中航光電科技股份有限公司河南洛陽471003;中航光電科技股份有限公司河南洛陽471003)

1 引言

在高速電路設計中，原理圖設計的完成僅僅只是成功設計的一小部分。隨著設計頻率的提高，PCB設計中信號完整性、電源完整性、EMC、防護等對成功設計的重要性越來越高。因為印制線相對如此高信號的頻率而言(相當于電學長度)，其對不同頻率信號呈現不同的傳輸特性［1］。本文結合10G高速印制板的設計，重點闡述印制電路的信號完整性設計與仿真。

2 傳輸線基礎

傳輸線是一種新的理想電路元件，它有兩個非常重要的特征:特征阻抗和時延。在有些情況下，可以用電容和電感的組合來近似理想傳輸線的電氣特性。

當信號沿傳輸線傳輸時，它同時使用了信號路徑和返回路徑，在確定信號與互連線之間的相互作用時，兩條導線是同等重要的。當兩條線一樣時，如雙絞線，可以任意指定一條為信號路徑，而另一條為返回路徑。如果兩個信號不相同，如微帶線，通常把較窄的那條叫做信號路徑，把平面稱為返回路徑。信號總是指信號路徑和返回路徑之間相鄰兩點的電位差［2］。

在PCB中，微帶線是一種用電介質將導線與參考面隔開的傳輸線。印制板導線的厚度、寬度、與參考平面的距離、電介質的介電常數等參數決定微帶線的特性阻抗。下圖左為單端微帶線模型，圖右為差分微帶線模型。

圖1 微帶線模型

3 PCB的層疊結構和阻抗設計

3．1 PCB的層疊結構

PCB板的信號層、地層、電源層的排列順序對信號完整性有很大的影響。按照10G產品原理設計，PCB板走表面微帶線，采用多層設計，10G印制板的板層結構見表1。信號層與地層相鄰，以完整的地平面作為參考，為信號提供了回流路徑，保證信號完整性。

表1 印制板層疊結構

a)阻抗設計

阻抗是解決信號完整性問題所使用的方法的核心。

在高速系統中，隨著系統時序的要求越來越嚴格，我們關心的不僅僅是信號連接的正確性，更要關心在某個時刻，某個電氣連接點上電壓和電流的瞬時關系。這些電壓和電流決定了高速系統中的所有性能。而傳輸線上的電壓、電流的瞬時關系完全取決于傳輸線本身的阻抗特性。可以說，高速系統中，所有的工作特性都取決于組成系統各部分的阻抗特性。在高速系統中，基本上所有現象都可以用阻抗特性來解釋:

傳輸線的阻抗不連續，引起信號的發射，引起信號本身的畸變和衰減;

傳輸線的耦合(信號線間的互耦合電容和互耦合電感產生的阻抗決定了耦合電流的值)，引起信號間的串擾，造成臨近區域信號的畸變因此阻抗控制是高速系統設計的根本。

微帶線是印制板設計常用的一種模型，差分微帶線的阻抗有一個經過實驗數據驗證的經驗公式，是由美國國家半導體公司公布的:

式中，S為差分線走線間距;

H為介質基板厚度;

Z0為未耦合時的單端特性阻抗。

Z0中，εr為電介質介電常數;

W為差分線寬;

T為銅箔厚度。

可見，差分阻抗與介質的介電常數、傳輸線的寬度、銅皮的厚度成反比，與差分線走線間距、介質層厚度成正比。

通過以上公式計算得到的只是近似值，更為精確的工具是二維場求解器，這可以通過Polar Instruments公司開發的Polar Si9000等工具進行精確計算。

10G高速印制板的高速信號只分布在頂層，只對頂層差分信號進行差分阻抗計算，以相鄰的地平面為參考平面，使用Polar Si9000軟件，選用不覆綠油的表面微帶線模型，仿真結果如下:

表2 差分阻抗計算數據

圖2 Si9000阻抗仿真數據

通過上面的參數計算得到的差分阻抗偏大，而實際印制板生產時傳輸線外面覆有一層阻焊油，對于覆上綠油層以后的差分阻抗由以下經驗公式計算得到:實際差分阻抗=計算值×0．9+3．2(此經驗公式由供應商提供)。所以，實際的差分阻抗值為107．4×0．9+3．2=99．86，滿足差分線阻抗要求。

b)阻抗的連續性設計

在5Gbps以上的系統中，再怎么仔細都不過分，要想盡一切辦法保證整個信號路徑上的阻抗連續性，做好信號本身的完整性。

大部分的高速差分信號，為了系統間互連的需求，都要通過AC耦合電容來建立傳輸路徑。圖3為某高速信號交流耦合原理圖:

圖3 某高速信號互連原理圖

圖4 AC耦合電容傳輸模型

圖3的差分路徑非常簡單，但是此路徑中包含了耦合電容，隨著信號頻率的升高，由于電容體本身的阻抗不連續性而帶來的反射損耗已經不容忽視。根據Simberian Inc公司(專門做仿真軟件的公司)的研究表明，在一個0402封裝的AC耦合電容中，由于電容的阻抗不連續而帶來的反射損耗，在10GHz頻率下可達到 －12．5dB［3］。

究其原因，電容和傳輸線使用同一個參考平面，可是電容的寬度比傳輸線大得多，這樣在電容體周圍，電容和參考平面就形成了一個比較大的傳輸線，按照阻抗計算公式可知，傳輸線寬度變大，傳輸線間距變小會使得差分阻抗變小。也就是這樣的一個結構形成了容性低阻抗的特性，從而引起阻抗不連續，導致反射較大。由于無法使電容的寬度與傳輸線相等，所以根據Simberian Inc公司的研究，可以挖空電容體下面的參考平面，減小電容體和參考平面之間的容性耦合，這樣處理可以改善阻抗特性，減小反射損耗［4］。圖5和圖6對比了兩種情況下的阻抗和反射損耗的變化。

a)從圖6中可以看出，當10GHz信號從2端口輸入時，沒有挖空時的回波損耗為－12．5dB，挖空后回波損耗為－37．5dB，得到明顯的改善。同樣，從圖5中可以看出挖空后阻抗得到優化。

b)從圖5可以看出，電容的位置在沒有挖空參考平面的情況下，對阻抗的影響比較大，遠離信號發射端能夠使阻抗失配變小。而挖空后，二種情況的阻抗都較好的保持了連續性。但當頻率高于25GHz時，圖6顯示，靠近信號發射端回波損耗S22會有所增大，但總體來說差別還是很小的。因此，如果電路板布局允許，盡可以將耦合電容遠離信號發射端。

依據上述分析，在高速信號互聯設計中，AC耦合電容選擇最小尺寸封裝0402，放置在接收信號端，且將電容下面的參考平面挖空。同樣的原理，與傳輸線相連的焊盤設計也需要注意阻抗連續問題，焊盤尺寸盡量與傳輸線寬度一致，焊盤間距盡量與傳輸線間距一致，在傳輸線和焊盤的連接處添加淚滴來防止阻抗的突變。

4 傳輸線的損耗

對于微帶線損耗的精確計算只能采用數值解，計算過程相當復雜，微波工程中通常采用近似公式和經驗公式來估計微帶線的損耗。以下對微帶線的損耗作定性的討論，以得到概念性的了解。

微帶線的損耗可以分為三類:導體歐姆損耗、介質損耗和輻射損耗。

微帶線導體表面的歐姆損耗(conductor loss):在傳輸功率一定的條件下，微帶線表面歐姆損耗的一些基本特點如下:(1)如果介質基片的厚度h減小，則兩導體之間的磁力線密度增大，損耗將增加;(2)如果導體表面的光潔度下降，或導體的電導率σ減小，損耗將增加;(3)在微帶線導體表面光潔度和工作模式一定的前提下，由于趨膚效應的存在，隨著工作頻率的提高，微帶線的損耗將增加。

微帶線的介質損耗:微帶線的介質損耗來源于復介電常數的虛部，其物理機制是介質中的漏電導離子、電子在微波激勵下的熱振動等。在PCB設計中，所選材質的介電常數εr值和損耗正切角tanδ對信號完整性有很大的影響。εr越高，高頻信號的損耗越大，同時εr的值與頻率有關，會隨著頻率的變化而變化。損耗正切角等于流經材質的損耗能量與流經材質的無損耗能量的比值，tanδ值越大，則信號的損耗越大，所以需選用低tanδ的材料。當然，εr和tanδ越小，材質的成本就越高。

微帶線的輻射損耗:當微帶線導體帶的寬度W趨近于∞，則電磁波成為兩個無限大導體平板間的導行電磁波，這時就沒有輻射損耗。所以，導體帶的寬度W越小，則微帶線的輻射損耗越大。與其他損耗相比，總的輻射損耗非常小，這種損耗機理不影響傳輸線的損耗分析。

綜合上述分析，高速印制板的設計首先考慮εr和tanδ的選擇。由于印制板上信號傳輸速率達到10Gbps，所以選用高頻特性較好的板材 Nelco 4000－13，其介電常數為 3．7，損耗正切角為0．008，見表1。然后綜合考慮差分阻抗和損耗，使用 Polar Si9000軟件對差分傳輸線的模型仿真，仿真圖形見圖 7、8、9。

圖8 衰減仿真波形

圖9 S11仿真波形

圖10 S21仿真波形

注:圖7表示衰減仿真波形。其中，紅線表示歐姆損耗，綠線表示介質損耗，藍線表示總損耗。圖8表示的是S11仿真波形，S11描述器件輸入端的匹配情況，以dB為單位，相當于回波損耗。圖9表示S21仿真波形，S21描述信號經過器件后被放大的倍數或者衰減量，以dB為單位，相當于插入損耗。

輸入信號為標準LVPECL信號，差分幅值a1=0．84V，高電平基準電壓為2．42V，觸發電平VHT=2．06V，低電平基準電壓為1．58V，觸發電平 VLT=1．94V。

輸入差分信號在10G的速率下經過900mil的

傳輸線傳輸后，插入損耗為S21=－2dB，S21=20log，傳輸線末端的電壓損耗為173mV。

H2．06，滿足高電平要求。

L1．94，滿足低電平要求。

仿真結果表明輸入信號經過印制板后，輸出信號滿足設計要求。

5 互連線的帶寬和上升時間

互連線的帶寬指的是能被互連線傳輸的滿足實際應用的性能指標的最高正弦波頻率分量。在實際應用中，滿足實際應用的性能指標指的是輸出幅度減小為輸入幅度的70%，也就是經常說的3dB帶寬。最高的有效正弦波頻率分量作為帶寬這一概念僅是一個粗略的近似，如果需要知道輸入幅度20%以內的值，最好還是采用插入損耗表示。但是，帶寬是一個非常直觀的數據，通過它可以很清楚地了解互連線的一般性能。

互連線帶寬和傳輸線上的損耗之間有個簡單但很重要的關系:線越長，高頻損耗越大，線的帶寬越低。在介質損耗占優勢的頻率區域內，在某一頻率f上，傳輸距離為d的總衰減為:

式中，AdB:表示總衰減，單位為dB;

αdie1:表示介質引起的單位長度衰減，單

位為dB/in;

εr:表示相對介電常數;

d:表示傳輸長度，單位in;

f:表示正弦波頻率，單位GHz;

tan(δ):表示材料的耗散因子。

傳輸線的固有帶寬BWTL與3dB衰減的那個頻率對應，用BWTL代替頻率f，3dB代替衰減，則帶寬和互連線長度之間的關系為:

BWTL表示長度為d英寸的互連線的固有帶寬。由上式可見，傳輸帶寬取決于介質材料和互連線長度。

上升時間與帶寬之間的關系可以量化，有一個經驗公式(如下)可以描述上升時間與帶寬之間的關系。

式中，RT:表示上升時間，10% ～90%，單位為

ns;

BW:表示帶寬，單位GHz。

將(5)式代入(4)式，可以得出沿長度為d的傳輸線傳輸后波的上升時間:

式中，RTTL:表示傳輸線固有上升時間，10% ～90%，單位為ns。

根據上述公式，10G高速印制板設計中，傳輸線長度為 900mil，則傳輸線固有帶寬為:BWTL==94．1GHz，傳輸線固有上升時間為RTTL==3．7ps。

按照相關測試要求，輸入信號上升時間Tr=34ps，輸入信號帶寬為 BWIN==10．3GHz ＜＜BWTL。上式表明，傳輸線帶寬完全滿足輸入信號帶寬的要求，我們也可以通過計算輸出帶寬證明這一點。經過傳輸線傳輸后，印制板輸出信號的上升時間為RTOUT==34．2ps，輸出帶寬為 BWOUT==10．23GHz。可以看出，傳輸線對輸入信號的帶寬影響很小，能夠滿足10Gbps信號傳輸要求。

6 結論

通過定性定量分析高頻印制板傳輸特性與介質介電常數、差分線間距、線寬等參數的關系，以及耦合電容對傳輸特性的影響和處理，全面闡述了印制板差分線的傳輸特性，給高頻差分印制板的設計提供有價值的數據參考和理論參考，可提高高頻差分印制板布線的一次成功率。

［1］王劍宇 蘇穎高速電路設計實踐．

［2］Eric Bogatin著．李玉山 李麗平等譯．信號完整性分析．

［3］Simbeor AC_CouplingCapacitors_2010_02．

［4］邵鵬 高速電路設計與仿真分析:Candence實例設計詳解．