基于FPGA的窄帶干擾抑制算法在GPS中的應(yīng)用

GPS傳輸過程中信號(hào)電平非常低，地面用戶接收到的GPS信號(hào)功率約為-160 dBW，很容易受到各種有意或無意信號(hào)的干擾[1]。按干擾的頻譜寬度相對(duì)于擴(kuò)頻信號(hào)帶寬的大小，可分為寬帶干擾和窄帶干擾。窄帶干擾產(chǎn)生容易，功率譜密度高，幾個(gè)窄帶干擾就可覆蓋一定的寬度，所以相對(duì)于寬帶壓制性干擾而言，窄帶干擾更有利于干擾GPS通信。

頻域抑制的方法能夠很好地抑制窄帶干擾。由于GPS信號(hào)的擴(kuò)頻特性，信號(hào)功率要遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于噪聲功率，期望信號(hào)的頻譜在頻域上為平坦的白噪聲特性。當(dāng)存在窄帶干擾信號(hào)的時(shí)候，在干擾的頻域就會(huì)出現(xiàn)比較高的頻域特性，這樣就可以在頻域采用相應(yīng)的方法進(jìn)行干擾抑制。文中提出了一種基于FPGA的重疊FFT頻域窄帶干擾抑制算法的實(shí)現(xiàn)方案。測(cè)試結(jié)果表明，該方案對(duì)于窄帶干擾具有較好的抑制作用。

1 重疊FFT頻域抑制窄帶干擾的原理

重疊FFT頻域干擾抑制算法的原理是窄帶干擾相對(duì)于擴(kuò)頻信號(hào)能量集中在很窄的頻帶內(nèi)，在頻域上表現(xiàn)為很窄的尖峰，因此可先將混合信號(hào)變換到頻域，檢測(cè)出干擾的頻譜位置，將這些譜線置零或進(jìn)行衰減，最后反變換到時(shí)域進(jìn)行解擴(kuò)[2]。重疊FFT頻域抑制窄帶干擾的原理如圖1所示。

圖1 頻域抑制窄帶干擾流程圖Fig.1 Flow chart of NBI suppression in the frequency domain

1.1 加窗處理

實(shí)際信號(hào)是無限長(zhǎng)的，因此數(shù)據(jù)截?cái)嗖豢杀苊狻Ｓ捎跀?shù)據(jù)截?cái)嗟挠绊懀肍FT方法估計(jì)的信號(hào)存在頻譜泄露。在不加窗（相當(dāng)于加矩形窗）的情況下，離散傅里葉變換的第一旁瓣只有-13 dB，存在嚴(yán)重的頻譜泄露。通常采用對(duì)分段數(shù)據(jù)加窗的方法減小頻譜泄露。從時(shí)域來看，加窗本質(zhì)上是對(duì)輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行加權(quán)處理，窗函數(shù)從中心向兩端逐步衰減，保證了數(shù)據(jù)段兩端的平滑，從而減小頻譜泄露。然而加窗卻會(huì)使輸入信號(hào)產(chǎn)生畸變，從而帶來額外的信噪比損耗[2]。重疊加窗可以減小信噪比損耗，重疊的比例越大，加窗損耗就越小。但是重疊比例增大意味著計(jì)算量增大。實(shí)際中重疊比例的選擇取決于硬件條件和性能要求。本方案采用1/2重疊。

1.2 數(shù)據(jù)輸出

時(shí)域上窗函數(shù)從中間向兩端逐漸衰減，越靠近兩端，衰減越嚴(yán)重，引起的信號(hào)畸變?cè)酱螅瑥亩鴰淼男旁氡葥p耗越大。在兩路加窗數(shù)據(jù)合成時(shí)采用相加輸出的方法，即將兩路數(shù)據(jù)的重疊部分相加作為最終輸出，這樣相對(duì)于傳統(tǒng)的選擇輸出方法可以進(jìn)一步減小信噪比損失[3]。

1.3 門限檢測(cè)

在重疊加窗的結(jié)構(gòu)下，可以采用多種頻域干擾消除技術(shù)。目前常用的窄帶干擾抑制算法有K譜線法、N-sigma算法、最大似然法、自適應(yīng)多門限檢測(cè)算法。前3種算法在沒有窄帶干擾存在時(shí)能夠?qū)π盘?hào)功率正確估計(jì)，可以保證不會(huì)抑制有用信號(hào)。但是當(dāng)存在窄帶干擾時(shí)，接收信號(hào)不滿足高斯分布，需要適當(dāng)調(diào)整門限。如果門限調(diào)整不合適，就會(huì)對(duì)有用信號(hào)抑制過度，或者干擾抑制不足，無法達(dá)到預(yù)期的效果。多門限檢測(cè)算法[4]可以克服上述不足，該算法步驟如下：

1）對(duì)N根譜線的模平方求取均值，作1/λ為的估計(jì)值。

2）求8/λ。

3）對(duì)N根譜線進(jìn)行統(tǒng)計(jì)，若有模平方超過8/λ的譜線則認(rèn)為其中存在著窄帶干擾可以將其置零。

4）返回1）注意是對(duì)所有未歸零的譜線求取平均值，已歸零譜線不計(jì)算在內(nèi)。重復(fù)以上過程直到?jīng)]有超過門限的譜線。

2 窄帶干擾抑制算法的FPGA實(shí)現(xiàn)

窄帶抑制算法在Xilinx公司的Virtex5芯片上實(shí)現(xiàn)。Virtex5具有資源豐富，運(yùn)算速度快的優(yōu)點(diǎn)。所用的描述語言為verilog HDL，整個(gè)窄帶抑制部分包括win1024，fft_fifio，F(xiàn)FT1024，jam_reover，IFFT1024，fft_fifo2等模塊，分為上下兩個(gè)支路。輸入信號(hào)為經(jīng)過A/D采樣和數(shù)字下變頻處理的GPS信號(hào)。程序設(shè)計(jì)如圖2所示。硬件實(shí)現(xiàn)平臺(tái)如圖3所示。

圖2 程序設(shè)計(jì)框圖Fig.2 Block diagram for programming

圖3 硬件實(shí)物圖Fig.3 Actual photo of hardware

2.1 重疊加窗的實(shí)現(xiàn)

win1024是存儲(chǔ)深度為1 024的rom，用于存儲(chǔ)加窗系數(shù)，窗函數(shù)為Blackman窗。Blackman窗函數(shù)的旁瓣抑制效果較好[5]，其旁瓣抑制可以達(dá)到-57 dB。N/2延遲通過啟動(dòng)信號(hào)start1、start2來完成，start1、start2均為高有效。start1、start2分別通過兩個(gè)計(jì)數(shù)器st1_cnt、cnt控制。計(jì)數(shù)器時(shí)鐘均為10M。計(jì)數(shù)器st1_cnt加到512時(shí)，start_1置1。 在此之后，cnt開始計(jì)數(shù)。當(dāng)cnt也計(jì)到512時(shí)，start_2置1。 start_1與start_2相差512個(gè)時(shí)鐘周期，實(shí)現(xiàn)了上下支路的重疊加窗。

2.2 FIFO的作用

fft_fifo1和fft_fifo2作用是實(shí)現(xiàn)跨時(shí)鐘域的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換以及數(shù)據(jù)緩存。如圖2所示，信號(hào)流經(jīng)了若干個(gè)時(shí)鐘域（10 MHz和200 MHz）。為了避免異步時(shí)鐘域產(chǎn)生錯(cuò)誤的采樣電平，使用FIFO緩存的方法完成異步時(shí)鐘域的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換。

2.3 傅里葉變換的實(shí)現(xiàn)

FFT1024和IFFT1024使用IP核XFFT （Xilinx Fast Fourier Transform）v7.1，該模塊可以計(jì)算正向及逆向復(fù)數(shù)定點(diǎn)或浮點(diǎn)型FFT，并且可以實(shí)時(shí)配置。XFFT支持4種結(jié)構(gòu)：

1）Pipelined，Streaming I/O：允許連續(xù)的數(shù)據(jù)處理，速度快，缺點(diǎn)是占用資源大；

2）Radix－4，Burst I/O，數(shù)據(jù)與計(jì)算分別進(jìn)行，占用資源較少；

3）Radix－2，Burst I/O，與Radix－4相仿，但是占用的資源更少；

4）Radix－2 Lite，Burst I/O，該結(jié)構(gòu)占用資源最少，但是速度也最慢。

設(shè)計(jì)中采用了Radix－2，Burst I/O模式。這種模式速度較快，資源占用較少。

2.4 干擾判決及抑制的實(shí)現(xiàn)

2.5 數(shù)據(jù)輸出

對(duì)于上支路，fft_fifo2的寫入的是地址為512及其以后的數(shù)據(jù)。對(duì)于下支路，fft_fifo2的fifo2_we就是IFFT1024的ifft_dv。即IFFT1024只要一有輸出，就立即寫入到fft_fifo2中。這樣就實(shí)現(xiàn)了上下兩支路的重疊部分相加作為最終輸出。

3 測(cè)試結(jié)果

采用注入式測(cè)試的方法，對(duì)窄帶干擾抑制信號(hào)處理板的抗干擾性能進(jìn)行測(cè)試。測(cè)試框圖如圖4所示。

圖4 測(cè)試框圖Fig.4 Block diagram for test

信號(hào)源注入窄帶干擾信號(hào)，經(jīng)功分器送到數(shù)字信號(hào)處理板。控制開關(guān)用來控制數(shù)字信號(hào)處理板是否工作，以比較窄帶干擾抑制效果。用頻譜儀記錄窄帶干擾抑制前和窄帶干擾抑制后兩種情況下自適應(yīng)信號(hào)處理模塊輸出的干擾信號(hào)功率。測(cè)試儀器為R&S公司的FSP－40頻譜分析儀。測(cè)試結(jié)果如圖5和圖6所示。

圖5 點(diǎn)頻干擾抑制效果對(duì)比圖Fig.5 Spectrum of narrowband interference suppression effect comparison

圖6 200kHz干擾抑制效果對(duì)比圖Fig.6 Spectrum of 200kHz interference suppression effect comparison

圖5（a）為5個(gè)點(diǎn)頻窄帶干擾的頻譜，圖5（b）為窄帶干擾抑制后的頻譜。圖6（a）為200 kHz干擾的頻譜，圖6（b）為窄帶干擾抑制后的頻譜。從測(cè)試結(jié)果可以看出，多個(gè)點(diǎn)頻的窄帶干擾和部分頻帶干擾都得到了很好的抑制，輸出信號(hào)的信干比大大提高。

4 結(jié)束語

文中提出了一種應(yīng)用于GPS接收機(jī)[6－7]的窄帶干擾抑制算法的實(shí)現(xiàn)方案，該方案以FPGA為實(shí)現(xiàn)平臺(tái)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該方案可以為GPS接收機(jī)提供至少60 dB的抗窄帶干擾能力。與傳統(tǒng)窄帶干擾方法相比，收斂速度和信噪比損耗均得到了改善。

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