三相PWM整流器的研制

趙武玲 彭樹文 王偉強 姚 廣

（核工業理化工程研究院，天津 300180）

傳統變頻器其整流器部分多采用二極管整流或可控硅整流方式，輸入電流諧波大，對電網造成很大污染，工程應用中需要另外加裝功率因數補償裝置，成本高，體積大。隨著綠色能源的快速發展，脈寬調制（PWM）整流器技術以其能夠實現網側單位功率因數控制、輸入電流高度正弦化、動態調整性能好等優點，成為電力電子行業的研究熱點，也逐漸地被應用于變頻器領域中。目前，PWM 整流器技術主要采用間接電流控制及直接電流控制兩種方式，其中基于狀態空間矢量脈寬調制（SVPWM）的直接電流控制方式，具有快速的動、靜態調整性能及較高的直流電壓利用率等優點，正成為 PWM整流器控制領域研究的熱點。

本文采用基于SVPWM的直接電流控制方式，建立了以數字信號處理器（DSP）TMS320LF2407A為核心的數字控制系統，為提高系統工作的可靠性和穩定性，優化系統主電路結構設計、控制系統硬件電路設計及軟件設計。

1 基于空間矢量的控制策略

如圖1所示，電壓型PWM整流器的拓撲結構與二電平逆變器結構類似。其主要部件由三相輸入側電感L，三對IGBT開關器件，直流側輸出電容C，以及負載Rdc組成。圖中R代表電感線圈的等效電阻，一般可以忽略。

圖1 電壓型PWM整流器拓撲結構圖

式中，sk為單極性二值邏輯開關函數(k=a, b, c)；iL為整流器直流側負載電流；vdc為直流電壓。

通過坐標變換將三相靜止坐標系(a，b，c)轉換成以電網基波頻率同步旋轉的(d，q)坐標系，則三相對稱靜止坐標系中的基波正弦變量將轉化成同步旋轉坐標系中的直流變量，從而簡化了控制系統的設計。

變換后，三相 PWM整流器在兩相同步旋轉坐標系(d，q)中的數學模型[1]為

式（2）的后兩項公式可寫為

式中，p為微分算子。

由式（3）可以看到，整流器 d，q軸電流分量相互耦合。引入id，iq的前饋解耦控制對式（3）解耦，且id，iq電流環均采用PI調節器控制。可得兩相同步旋轉坐標系(d，q)下電流控制時的電壓指令[1]為

式中，v*d、v*q為坐標系(d, q)中的三相VSR指令電壓；i*d、i*q為坐標系(d，q)中的三相VSR網側指令電流。

由式（4）得到控制量 v*d、v*q，即可通過SVPWM調制算法生成相應的 6路脈沖實現相應IGBT的通斷控制。

基于SVPWM的雙閉環控制結構如圖2所示[2]，電壓外環控制直流側電壓，使直流電壓保持參考電壓值，而電流內環根據電壓外環輸出的電流指令進行電流控制，實現網側單位功率因數控制。將電源三相電流變換到兩相同步旋轉坐標系(d，q)中，分別得到有功電流 id和無功電流 iq。有功電流指令i*d直接由電壓外環得到，當PWM整流器工作在單位功率因數時，令無功電流指令i*q為0。利用式（4），通過電流環的調節運算獲得三相PWM整流器交流側指令電壓矢量V*(v*d，v*q) ，并采用SVPWM算法，生成6路脈沖控制相應的功率開關管開通或關斷，合成與v*d、v*q對應的整流器交流側電壓綜合矢量U*，從而控制網側電流，實現網側電流正弦化。

圖2 基于SVPWM的雙閉環控制原理圖

2 主電路結構設計

由圖2可以看出，對于SVPWM整流器，為保證系統能夠穩定可靠地工作，電網過零點的準確檢測是至關重要的，一旦網側過零點檢測受到干擾，會直接導致整流器工作異常，直流電壓瞬時上沖，嚴重時甚至會造成IGBT組件的損壞，因此本文優化了PWM整流器主電路結構設計，從而提高系統可靠性。

改進的PWM整流器主電路結構如圖3所示，主要包括隔離變壓器、預充電電路、濾波電容C、電抗器L、IGBT組件、直流電解電容等。其中隔離變壓器實現電網與后級整流器的電氣隔離，避免在電磁干擾嚴重的環境中地線環路的串擾對整流器的影響，保證整流器穩定可靠工作；濾波電容對輸入側電壓進行濾波，以準確得到系統過零點，抑制高頻信號對電壓過零點干擾；預充電電路主要用于保護 IGBT組件，避免電網電壓瞬間加載對IGBT的沖擊，從而造成器件損壞。

圖3 三相PWM整流器主電路結構圖

本文 IGBT組件選用英飛凌 FS50R12KT3（50A/1200V），由于沒有相應的驅動板，驅動板選用塞米控SKHI61，輸入側濾波電容星型連接，電容值為4μF。

3 控制系統硬件電路設計

控制系統硬件電路以 DSP TMS320LF2407A為核心，主要包括直流電壓采集，交流電流采集，過零點檢測，鎖相環同步電路等。控制系統采用空間矢量雙閉環控制，需要準確跟蹤電網相位，本文采用硬件鎖相環電路，實現電網電壓的相位跟蹤，同時為了提高系統的抗干擾性，過零檢測電路采用遲滯過零比較器。根據試驗中遇到的問題，對各硬件電路進行優化。

1）直流電壓采集電路。首先采用 ISO1002模擬信號變送器進行直流電壓的采集，運行中發現在直流電壓輸出幅值較小（100V）時，負載切換前后直流電壓能夠保持恒定，但當直流電壓輸出比較大（600V）時，負載切換前后直流電壓跌落20V左右，經過分析發現原因在于ISO1002模塊受高頻干擾嚴重，采集精度降低造成。因此直流電壓采集電路改為直接采用差分電路再經過濾波電路消除高頻干擾信號，送入DSP進行AD變換，經試驗驗證在直流電壓輸出 600V時，負載切換前后直流電壓輸出僅有 1V偏差，有效抑制了高頻信號對直流電壓的干擾，大大提高了系統的控制精度。

2）電流采集電路。電流信號經過電流傳感器轉變為電壓信號，經過差分電路與基準電壓將雙極性信號轉變為單極性信號，利用 RC濾波電路消除高頻干擾后，再經過限幅電路送入DSP進行AD變換。

3）過零比較器。電路首先采用一般過零比較器，通過示波器的觀察，發現在過零點有很多毛刺，很容易引起過零比較器誤操作，造成后級鎖相環失鎖，系統失控。為了提高系統抗干擾性，采用遲滯過零比較器，比較閾值避開干擾嚴重的過零點，同時輸入信號取自隔離變壓器后端線電壓 UAB，經過差分電路、濾波電路后送入遲滯過零比較器轉變為方波信號。

4 控制系統軟件設計

整流器控制方式采用 SVPWM 雙閉環直接電流控制。控制系統的核心控制器選用 TI公司TMS320F2407A芯片，設定芯片工作頻率為40MHz。DSP芯片內部資源使用 AD轉換，EVB:Timer3采用連續上升下降方式計數，配合全比較單元、死區時間控制單元，生成 6路 PWM開關信號。每個工頻周期分頻系數為 144，即當工頻為50Hz時，PWM脈沖頻率為7.2kHz。

圖4 控制程序流程圖

DSP控制程序采用匯編語言編寫，流程圖如圖 4所示。程序主要分為主程序及捕捉子中斷CAP1。主程序主要進行定時器T1、PWM口、IO接口及其他一些DSP寄存器和參數的初始化。捕捉中斷 CAP1主要完成整流器控制算法的實現，包括AD采樣、Clark變換、PARK變換、電流電壓環數字PI調節、反PARK變換及SVPWM脈沖寬度計算等，最后得出各個開關的導通時間。

為了實現電網相位跟蹤，程序中預先保存了正弦表，每次進入 CAP1捕捉中斷，通過計數值查表得到當前正余弦值，從而進行角度計算。由于系統采集線電壓過零點，因此與相電壓過零點會有30°偏移，另一方面隔離變壓器及遲滯過零比較器亦造成過零點相角偏移，二者綜合總的相角偏移量通過程序內部進行補償，從而得到準確過零點，追蹤電網相位。交流電流、直流電壓等所有模擬信號的采樣全部進行多次采集均值濾波實現軟件抗干擾。

5 試驗結果

通過以上分析，搭建一臺3kW整流器試驗樣機，負載為 PWM逆變器，其中整流器主電路中電抗器參數為L=10mL，直流側電容C=2200μF，系統采樣頻率與開關頻率均為7.2kHz，輸入電壓380V，直流側輸出電壓600V，濾波電容為4μF，逆變器輸出電壓為 380V，逆變器負載為感性負載，輸出功率3kW。整流器帶載考核連續運行48h，無任何故障報警。運行中進行了負載投試驗。試驗結果如圖5、圖6所示。

圖5 A相電壓及A相電流波形

圖6 直流電壓波形

圖5為輸出功率3kW時A相電壓與相電流波形，其中幅值大的正弦波形為輸入側A相電流波形，幅值小的正弦波形為輸入側A相電壓波形，可以看出二者相位基本一致，經檢測功率因數為0.9954。圖 6為負載投入前后直流電壓波形，可以看出負載投入前后直流電壓基本保持恒定，體現了系統較好的動態調整性能。

6 結論

本文提出了基于空間矢量的三相 PWM整流器的控制方法，為提高系統抗干擾性能，優化了系統主電路結構及控制系統軟硬件設計，搭建了試驗樣機并進行試驗。試驗結果表明，采用基于SVPWM 的電壓電流雙閉環控制可以有效提高系統的功率因數（接近于1），輸入電流失真度小，負載切換前后輸出直流電壓恒定，具有良好的動態調整性能。同時整流器帶載考核連續運行48h，工作穩定，說明整個系統具有良好的抗干擾性。

[1]張崇巍,張興.PWM 整流器及其控制[M]. 北京:機械工業出版社,2003.

[2]王曉明,王玲.電動機的DSP控制—TI公司的DSP應用[M].北京:北京航空航天大學出版社,2004.