三電平逆變器SVPWM過調制控制策略研究

謝奕塵

（安徽理工大學電氣與信息工程學院，安徽 淮南 232001）

在交流調速以及 UPS電源等電力電子裝置中[1-2]由于三電平電壓型逆變器（VSI）有諧波含量小、工作效率高、輸出的電壓高、大功率等一些優點[3]，故三電平電壓型逆變器在上述范圍內的應用都占據著主流地位，較之SPWM技術，SVPWM技術以其控制的簡單性，數字化的易實現性和具有良好的工作特性等優點，所以SVPWM技術更適合于在數字化控制系統中應用。

部分學者從20世紀90 年代初開始研究SVPWM策略在過調制范圍內特性的上的應用。在六拍階梯波工作狀態下三相電壓型逆變器輸出的相電壓基波幅值為 0.637Vdc相比在線性調區輸出的電壓基波矢量最大幅值 0.577Vdc高出了 10%[5]因此可知降低電動機穩態響應的動態時間和提高逆變器的輸出電壓采用三電平逆變器SVPWM過調制控制是有效的。

文獻[6]提出了一種基于疊加原理的過調制處理方法，本文以基于三電平g-h坐標系[7]的SVPWM算法作為基礎，實現過調制區域的控制需要將該過調制算法拓展運用到三電平逆變器中。仿真與實驗結果則證明了該過調制算法易于實現線性調制到六拍階梯波之間的平滑過渡。

1 三電平逆變器空間矢量與過調制

圖1為三電平逆變器電壓空間狀態矢量圖，其中矢量類型分布見表1。

圖1 三電平逆變器空間電壓矢量圖

表1 矢量類型分布表

根據伏秒平衡的原則，通過組合基本電壓矢量來合成 Vref，線性調制度達到最大值時，Vref的端點運行軌跡恰巧是圖形六邊形的內切圓，調制度為1（定義調制度），如圖2所示。

圖2 最大線性調制

當參考電壓Vref超過六邊形邊界時，SVPWM就會發生過調制。假如不對參考矢量 Vref的幅值采取任何調整策略，電壓及電流波嚴重失真，在高性能傳動系統中這是不允許出現的，會影響電機的轉矩特性以及直流側電壓的利用率，這樣會對整個系統不利。

2 過調制處理方案

參考Holtz[8]的思想，線性調制區與過調制區Ⅰ之間的臨界調制比為最大線性調制比M1=1；過調制區Ⅰ與過調制區Ⅱ之間的臨界調制比與實際電壓矢量為正六邊形軌跡時的調制比相對應，根據Fourier分解可以得到M2=1.05。

2.1 線性調制區（0≤m≤M1）

在線性區域內，不必對Vref做出調整。

2.2 線性過調制Ⅰ區（M1≤m≤M2）

過調制Ⅰ區的過調制系數定義為

在過調制區Ⅰ內，采用對參考矢量本身進行調整，將其調整到線性調制去內，來實現過調制區的控制。以第一扇區為例調整過程如圖3所示，OE為六邊形電壓軌跡所對應的參考矢量的幅值大小；OC為最大線性調制度所對應的參考電壓矢量的幅值大小；OD是過調制Ⅰ區內的某一參考矢量的幅值大小。

最大線性調制比對應的電壓矢量為

正六邊形上的電壓矢量為

圖3 過調制Ⅰ區參考電壓矢量合成原理圖

式中，θ為參考矢量的角度。

過D點做A1E的平行線，交A1B1于點N，根據ΔCND和ΔCA1E之間的相似關系，可得

通過以上分析可得，處于過調制Ⅰ內的參考矢量V*r是由兩部分疊加組成：①系數為K1的沿正六邊形軌跡的矢量；②系數為(1-K1)的沿最大內切圓軌跡的矢量，得出：

2.3 線性過調制Ⅱ區(M2≤m≤1.11)

在過調制Ⅱ區內定義過調制系數為

以第一扇區為例介紹過調制Ⅱ區內參考矢量的調整過程，如圖3所示。圖中，OC為正六邊形電壓軌跡對應的參考電壓矢量的幅值；OE為六拍波電壓軌跡對應的參考電壓矢量的幅值；OD為過調制區Ⅱ內的某一參考矢量的幅值。

計算出第一扇區內六拍波電壓矢量為

過D點作A1E的平行線，交CA1于點N，根據ΔCND和 ΔCA1E之間的相似關系，以及ΔA1NN1和ΔA1CF可得

調制Ⅱ內的參考矢量V*r可由兩部分疊加組成：①系數為K2的六拍波電壓矢量（圖4中OA2）；②系數為(1-K2)的沿正六邊形軌跡的矢量。過調制處理后參考矢量表達式為

圖4 過調制Ⅱ區參考電壓矢量合成原理圖

2.4 矢量工作時間的確定

經過過調制算法處理的到新的參考矢量都在六邊形內，因此可以采用基于 g-h坐標系的 SVPWM控制算法進行扇區判斷及基本矢量作用時間的計算。具體算法實現步驟見下：

1）將變換為g-h坐標系下的基本電壓矢量坐標化為整數。

2）確定合成參考矢量所需要的3個基本矢量。

3）得到各個參考矢量的占空因數。

4）逆變器開關狀態的確定。

3 仿真分析

理論分析完成后，在Matlab/Simulink仿真環境下建立了其仿真模型。仿真參數為：Vdc=400V，輸出頻率 f=50Hz，直流側電容為 C=2200μF，負載R=10?，L=10mH，系統開關頻率為 5kHz。圖 5為在不同調制度情況下線電壓及等效調制波波形。仿真結果驗證了過調制處理方法的有效性。

逆變器開關的動作順序如下：

因為電壓矢量(ONN)和(POO)的幅值和相角相同，為小矢量的兩種不同的開關狀態，且對中點電位的影響恰好是相反的，因此調節電壓矢量(ONN)和(POO)對應的作用時間多少也就能達到控制中點電位的目的了。

圖5 仿真波形

4 實驗驗證

通過在二極管箝位式三電平實驗平臺上進行的實驗驗證了該過調制算法的有效性。三電平過調制算法采用TI公司TMS320F28335高性能數字信號處理器實現，開關頻率為 5kHz，逆變器輸出頻率為50Hz；使用 Xilinx公司 Spartan3系列的 XC3S400 FPGA完成死區產生、故障保護、脈沖擴展等操作，其中死區時間為 5μs；主電路直流側采用 4個2200μF/400V的電解電容，開關管采用 IRF840型MOSFET，驅動芯片采用HCPL-316J；采用MUR860超快恢復二極管；三相對稱阻感負載選擇Y型連接；直流母線電壓100V，電感值為10mH，電阻為10?。

實驗波形的采集使用的儀器是Fluke 43B電能質量分析儀。圖6為逆變器在不同調制度下輸出線電壓的波形。實驗結果證明了此種算法是有效可行的。

圖6 實驗波形

5 結論

本文以三電平g-h坐標系的SVPWM算法為基礎，分析了過調制基本原理及基于疊加原理的過調制處理方法。將該算法應用到三電平逆變器中，最后在二極管箝位式三電平實驗平臺上實現了該算法，不同調制度下的實驗波形驗證了過調制處理方法的有效性。

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