0.8－2GHz超寬帶大功率放大器設計與研究

倪 濤 鄭智潛

(華東電子工程研究所 合肥 230031)

1 引言

超寬帶功率放大器隨著通信和雷達領域的迅速發展，需求量越來越大。在多制式與多標準的通信領域，需要拓展新的頻帶來滿足用戶日益增長的需求。在雷達領域，尤其在電子對抗和通信對抗一體化的進程中，作為關鍵部件之一的寬帶固態功率放大器，產生了大量的市場需求[1]。

功率器件是功率放大器的核心，為了應對大帶寬的發展要求，很多器件廠商提供了超寬帶的功率器件，無須用戶做外部匹配電路。而經過調研發現，這些功率器件通常是小功率等級的，并且起伏較大，效率較低，只能作為功率放大鏈路的前級。而真正的難點在于末級大功率放大器的實現。

根據這一需求難點，本文的主要工作是采用第三代半導體器件——GaN功率管，設計工作頻率為0.8－2GHz，輸出功率超過100W的超寬帶固態末級大功率放大器。

2 功放設計

2.1 設計指標

工作頻率: 0.8－2.0 GHz

飽和輸出功率: ＞100W

飽和效率: ＞40%

增益平坦度: ＜±1.5dB

2.2 器件選型

根據設計指標的要求，本文采用Cree公司的寬禁帶功率管CGH40120F來進行設計。這是一款GaN功率器件，根據器件資料顯示，這款器件可以工作在DC－2.5GHz(根據廠商最新發布的器件資料)，并且具有70%的極高效率。同時其具備寬禁帶功率管共有的其他優勢，如擊穿電壓高可以使功率管工作在更高的電壓以提高功率，SiC襯底保證了熱膨脹系數的匹配，使得可以工作在更高的結溫，以及尺寸小等等，這些都是傳統器件所無法比擬的[1]。

同時器件資料中給出了能夠實現大帶寬的關鍵參數——輸出阻抗，如表1所示。

表1 CGH40120F的阻抗參數

觀察表1中的阻抗特性，可以看出在500MHz到2000MHz之間，其阻抗變化范圍很小，尤其是輸出負載阻抗，并沒有大范圍的變化，這也為其能夠在一塊電路上實現大帶寬提供了可能。

2.3 電路設計

實現寬帶放大器要同時兼顧很多性能參數，包括飽和功率、增益、效率等，其需要解決的問題主要有兩個:

a.寬帶匹配電路

在L波段，匹配電路通常采用微帶線的阻抗變換，這種分布式參數的電路通常帶寬很窄，其電長度隨頻率變化。因此，本文中的阻抗變換電路采用多支節匹配，具體尺寸參數在軟件中進行優化。

b.饋電電路

饋電電路除了為功率管供電外，還需要對功率管輸出的射頻信號進行抑制。在L波段窄帶放大器的通常做法中，是采用中心頻率的四分之一波長線并聯對地高Q電容形成高阻。而在跨倍頻程的放大器中，由于微帶線的電長度隨頻率變化，無法采用這樣的方法形成全頻帶的高阻。因此本文采用了一種分段高阻的方法來實現饋電電路，如圖1所示。圖中饋電電路分為兩部分，一部分是大電流磁珠，其實現對低頻段的高阻。磁珠額定電流為6A，為了保證電流容量，采用兩個并聯。磁珠的阻抗特性見圖2。

圖2中給出的阻抗只到1GHz，達到90Ω兩只并聯可以實現45歐姆的阻抗，相對于表1中所示的負載阻抗屬于高阻。而隨著頻率提高，超過1GHz的阻抗曲線雖然沒有給出，但是根據變化趨勢可以預測，阻抗在迅速降低，因此不能用磁珠來實現全頻段的高阻。為了實現高頻段的高阻，另外一部分就是采用中心頻率f0的四分之一波長線并聯對地高Q電容的形式，來實現高頻段的高阻抗，這里f0的頻率根據最終調試時電容的位置而定。

采用了以上的設計方法，首先對廠商提供的大信號模型在Agilent ADS軟件中進行大信號仿真，仿真條件為:靜態電流1.0A，頻率掃描范圍0.8～2.0GHz，輸入功率為41dBm。經過軟件對匹配電路的優化，得到的仿真結果如圖3所示。

由于寬禁帶功率管的擊穿電壓很高，所以可以工作在更高的工作電壓。圖中箭頭所示方向為漏極電壓從28V增加到32V。可以看到輸出電壓和效率有明顯的提升，因此在后面的設計和調試中，漏極電壓設定為32V。圍內，恒定輸入功率為41dBm條件下，飽和輸出功率為103W－122W，起伏只有±0.4dB，飽和效率大于60%，所有指標滿足并超過了設計指標的要求。

圖3 0.8～2GHz輸出功率和漏極效率仿真曲線

圖4 經過調試之后的版圖

3 調試與測試

根據仿真結果得到的版圖進行投產，微帶板采用RT6002，介電常數2.94，介質厚度0.762mm，銅箔厚度35μm，功率管底部襯銅。

在第一輪測試時發現，測試結果和仿真結果有一定的差別，主要是因為廠商提供的大信號仿真模型和實際功率管阻抗參數有差別，根據仿真模型得到的匹配網絡阻抗和實際阻抗不完全匹配，因此需要一定的調試。

經過調試后，PCB版圖如圖4所示。圖中標出了反射吸收電阻(該電阻的標稱額定功率43dBm，而本電路最大輸入功率41dBm，滿足電阻的功率容量要求)、輸入饋電網絡、輸出饋電網絡。電路板下方是用來冷卻的水冷板。

連續波測試結果如圖5所示，其中頻率掃描步進為50MHz。圖5(a)是每個頻點的功率輸入－輸出曲線。圖5(b)是每個頻點的輸出－效率曲線，圖5(c)是在恒定輸入41dBm條件下的飽和輸出功率和效率曲線。從測試結果可以看出，在0.8～2GHz全頻帶范

為了體現電路的寬帶性能，本文也調研了近幾年來發表的寬帶功放電路性能來作為對比。引用文獻[2]中的調研結果，如表2所示。通過表中幾項性能參數的對比可以看出，本文電路相對帶寬更大，輸出功率更高，起伏更小，同時漏極效率也基本和其他結果持平。

表2 本文結果和已發表文獻結果的對比

4 后仿真

為了能使電路能夠工程應用，電路版圖需要進行小型化。觀察圖4中的版圖，輸入輸出匹配電路占去了大部分的面積和尺寸，尤其在長度方向。所以小型化的處理也就集中在縮小輸入輸出匹配電路上。在小型化處理過程中，主要的原則是維持匹配網絡阻抗不變。因此，本文對調試后的輸出匹配電路進行了后仿真。同時后仿真也可以驗證匹配網絡的阻抗和器件資料中的阻抗是否符合。仿真在ADS軟件中的Momentum中進行。

根據圖4中的輸出匹配電路，經過對調試后板圖的長度和寬度的測量，得到圖6所示的仿真模型。

對圖6的匹配電路模型進行仿真，得到的阻抗史密斯圓圖如圖7所示。從阻抗圓圖上可以看出:

a.在工作頻段0.8－2GHz范圍內，輸出阻抗均在一個很小的范圍內變化，也就是阻抗變化不大。這也和表1中的阻抗變化趨勢相匹配，也就是在大帶寬的范圍內，阻抗基本保持不變。

b.圖中標出了1.5GHz的阻抗，為(4.258－j2.717)Ω，和器件資料中的(3.5－j0.6)Ω接近，但是有一定的差距。這也解釋了對于可以輸出120W的功率管，在提高工作電壓的條件下，輸出功率均小于120W的原因，也就是輸出阻抗并沒有匹配到最優化，而是離最優阻抗區域仍有一定的距離。

根據以上的分析結果，在下一步的小型化處理中，要做到以下兩個要求:

a.維持阻抗變化的小范圍。這也和器件的輸出阻抗變化趨勢相一致;

b.盡可能的接近最優阻抗。也就是仿真要以器件資料中所給的阻抗為目標。

5 結論

本文利用寬禁帶GaN功率管CGH40120F，設計了覆蓋頻段0.8－2GHz的超寬帶大功率放大器，輸出功率超過100W，飽和功率起伏只有±0.4dB，飽和效率高于60%。并通過對調試后的電路進行后仿真，驗證了匹配電路的有效性，并為小型化處理指明了方向。

[1]楊斐.S波段GaN大功率放大器的設計與實現[J].火控雷達技術，2011，40(3):86－90.

[2]Wilfried Demenitroux et al.Multiharmonic Volterra Model Dedicated to the Design of Wideband and Highly Efficient GaN Power Amplifiers[J].IEEE Trans.Microw.Theory Tech.，2012，60(6):1817－1828.

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[5]V.Carruba，J.Less，and J.Benedikt et al.A novel highly efficient broadband continuous class－F RFPA delivering 74%average efficiency for an octave bandwidth[C].IEEE MTT － S Int.Microw.Symp.Dig.，Baltimore，2011.

[6]K.Chen and D.Peroulis.Design of highly efficient broadband class－E power amplifier using synthesized low －pass matching networks[C].IEEE MTT － S Int.Microw.Symp.Dig.，Baltimore，2011.