相干光通信實時信號處理

實時單載波相干光通信和實時相干光正交頻分復用（OFDM）通信在處理方法和處理順序上有所不同。實時相干光OFDM通信，接收端的信號處理首先在時域上進行，在時間同步之后便進行頻偏估計，隨后通過FFT變換之后轉換到頻域上再進行信道估計、相位噪聲估計以及最終的信號檢測；實時單載波相干光接收端的信號處理過程在時域上進行，首先進行的是信道估計，隨后進行頻偏估計。

相干光通信系統；實時數字信號處理技術；單載波技術；頻域正交復用技術

The processing method and digital signal processing （DSP） order are different for coherent OFDM modulated systems and coherent-signal carrier systems. In the former， the received signal is first processed in time domain， time is synchronized， and frequency offset compensation is done. Fast Fourier Transform （FFT） changing is then done， and channel estimation， phase noise compensation， and final signal detection are done in the frequency domain. In contrast， DSP for a signal-carrier modulated system is commonly realized in the time domain， and frequency offset compensation follows channel estimation.

coherent optical transmission system； real-time digital signal processing； single carrier； orthogonal frequency division multiplexing

相干光通信系統具有支持高階數字調制解調，支持偏振復用等特點，并在接收端引入了數字信號處理（DSP）的均衡技術，能夠實現高譜效率與長距離傳輸的光傳輸系統，因此被公認為是100G及以上級高速光通信系統的解決方案，并已成功應用于100G的商業系統中。目前相干光通信的理論和實驗始于20世紀80年代，隨著多年的算法研究與現場可編程門陣列（FPGA技術）的發展，相干光通信進入實時系統的研究階段，利用高速率模數變換器（ADC）配合FPGA搭建實時光相干系統電域處理部分是一種對其最有效率的研究方式。2006年，T. Pfau首次實現了單載波正交相移鍵控（QPSK）實時光通信的傳輸，前向糾錯編碼性能在63 km傳輸后達到800 Mb/s[1]；同年，A. Leven實現了單載波QPSK 4.4 Gb/s實時光通信的傳輸實驗[2]。2007年，T. Pfau采用偏振復用方式實現單載波QPSK 2.8 Gb/s實時光通信傳輸[3]；A. Leven等人于同年通過使用常數模算法（CMA）以及偏振復用等方式首次實現10 Gb/s級的單載波實時光通信實驗[4]。2008年，Sun等人首次實現了40 Gb/s單載波QPSK的實時光傳輸實驗[5]。相對單載波系統，實時正交頻分復用（OFDM）系統的研究相對落后，S. Chen于2009年實現首個OFDM系統實時光通信[6]，采用QPSK調制和16QAM調制的傳輸速率分別達到1.55 Gb/s和3.1 Gb/s；同時，Q. Yang等人實現了54 Gb/s多頻段OFDM相干光通信實驗[7]。2009年，F. Buchali提出了12.1 Gb/s實時相干光OFDM發送裝置[8]，并成功應用于109 Gb/s 400 km的傳輸實驗中。2011年，X. Xiao等人實現了10.5 Gb/s相干光OFDM實時發送及接收裝置[9]，N. Kaneda等人實現了28.6 Gb/s偏振復用相干光OFDM傳輸的實時接收器[10]；T. Pfau等人實現了40 Gb/s偏振復用16QAM內差相干接收機[11]。圖1給出了研究領域相干光實時通信單通道上傳輸速率的逐年發展情況。

1 實時信號處理面臨的挑戰

雙偏振相干光接收系統如圖2所示。典型的雙偏振相干光接收電域處理芯片由4塊高速ADC及一塊數字信號處理單元（DSPU）構成。對于超100G的高速光通信系統，ADC的采樣率通常需要達到64 Gs/s以上，而當前數字芯片的處理速度僅僅在數百兆赫茲。因此，DSPU無法以與ADC同樣的時鐘來進行數字信號處理，為了完成如此高數據流量的數字信號處理工作，ADC之后必須將串行的高速采樣數字信號轉換為N個并行通道以便DSPU進行后續處理工作。例如對100G信號處理模塊來說，ADC的采樣速度在64 GHz，而數字芯片處理的速度僅為250 MHz，換言之，DSPU需要同時處理256×4路并行的數字信號。如此多的并行通道會給DSPU的設計帶來兩個問題：

（1）算法的并行化設計

在DSPU算法設計中，必須考慮算法是否能夠支持并行通道的處理模式，因為并非所有的算法都支持并行化處理。最典型的就是數字處理中經常使用到的無限沖擊響應（IIR）濾波器，由于IIR濾波器必須使用到前一個時鐘的輸出作為其一個輸入端口，而并行結構打亂了IIR濾波器所需的串行結構，因此在并行結構中IIR濾波器結構是無法實現的。對于帶反饋結構的算法，如相干光單載波系統（CO-SC）中解偏振復用廣泛采用的基于CMA的自適應濾波器結構，在并行結構中其示波器參數的更新速度會由于并行通道數量的增加而變慢，從而影響到對偏振狀態追蹤的速度[12]。因此，在高速相干光通信DSPU的設計中，算法并行化設計是一個巨大的挑戰。在這里，必須要指出的是：在CO-OFDM系統中，由于其采用的是頻域上基于訓練序列的迫零均衡（ZF）算法，其本身就是并行性結構算法且不含帶反饋的結構，因此，在超高速CO-OFDM系統中，其算法的并行化設計要比相干單載波系統更容易實現[13]。

（2）并行系統的硬件資源使用效率優化

在N路的并行系統中，同樣的數字處理模塊往往需要在N路并行系統中同時用到，其資源消耗遠遠大于單路的串行系統。龐大的硬件資源消耗不僅帶來了芯片設計布線的難度，也使得其成本與能耗大大增大，因此在并行系統中必須在保證性能的條件下竟可能的優化DSPU的硬件資源。比如在相移鍵控（PSK）以調整格式的系統中使用坐標旋轉數字計算方法（CORDIC）將數字信號轉換為角度替代復數，這樣雖然增加了一個數字處理模塊，然后之后的乘法運算就可以轉換為簡單的加減法運算而減少資源消耗。

除了上述由并行通道帶來的問題外，實時DSPU設計還必須考慮到數字信號處理位寬對系統性能及系統功耗的影響。在相干光系統實時數字信號處理中，均采用整形數制對數字信號進行處理[14]，而整形數制運算的一個重要特點是所需位寬會隨著運算過程隨之增加。例如對兩個5比特的整形數據進行加減法運算，為了避免溢出帶來的錯誤，其結果必須用6比特來表示。相干光系統的數字處理部分是由許多復雜的運算單元組成的，若不在運算過程中進行位寬限制，其位寬的迅速增長會使得硬件資源的消耗迅速增加；同時，過度的限制位寬必然會帶來部分運算結果的溢出而導致系統整體性能的下降。因此，實時DSPU必須同時考慮硬件資源消耗與系統性能從而計算出每一部運算過程合適的位寬。

2 實時相干光通信的信號

處理

對于實時單載波相干光通信和實時相干光OFDM通信，在接收端的信號處理過程中都需要進行采樣、信道估計、頻偏估計、相位噪聲估計等操作，但兩者在處理方法和處理順序上卻有所不同。相比于單載波的信號處理過程，相干光OFDM的信號處理有額外的處理步驟：時間同步、去掉循環前綴、快速傅里葉變換（FFT）等。對于實時相干光OFDM通信，接收端的信號處理首先在時域上進行，在時間同步之后便進行頻偏估計，隨后通過FFT變換之后轉換到頻域上再進行信道估計、相位噪聲估計以及最終的信號檢測；而實時單載波相干光接收端的信號處理過程則全是在時域上進行的，首先進行的是信道估計，隨后才進行頻偏估計?？梢姡瑑烧叩男盘柼幚磉^程及算法均有所區別，下面就兩者的信號處理過程分別進行詳細介紹。

2.1 實時CO-OFDM信號處理

圖3所示為一個雙偏振相干光正交頻分復用（CO-OFDM）系統DSPU的結構圖，其包括以下數字處理模塊：幀同步、頻差估計與糾正、FFT、信道估計、相位噪聲估計。

（1）幀同步模塊

由于CO-OFDM系統是以FFT符號為單位進行數據處理，因此CO-OFDM系統往往會引入幀結構。幀同步有多種方法來實現，比較常見的有Schmidl算法，Minn算法以及Park算法。這3種算法各有其特點，然而究其根本都是使用到了相鄰相同符號間自相關運算來確定OFDM幀的起始位置。自相關運算在串行系統中可以簡單的使用待反饋結構的遞歸算法來實現，然而在并行系統中，該遞歸算法不再適用，而若采用直接算法來實現，隨著并行通道數量的增加，其硬件資源消耗將會非常的巨大。在文獻[9]中使用了一種特殊結構的幀頭來簡化并行結構下幀同步復雜度；文獻[12]提出了一種適用于并行通道自相關運算的遞歸算法以減少硬件資源消耗。

（2）頻差估計與糾正

在相干光通信中，發送端激光源與接收端激光源會存在頻差從而導致接收信號再頻域上出現偏移而影響OFDM子載波間的正交性。因此，在接收端DSPU必須對頻差進行估計與補償。一種廣泛使用的頻差估計方式使用了幀同步中的幀頭進行估計，然而該方法僅能糾正1個OFDM子載波頻率大小范圍內的頻差，相對于激光器的頻差遠遠不夠。在文獻[15]中介紹了一種適用于相干光OFDM通信能夠估計更大范圍頻差的方法。由于估計出的頻差必須由復數形式轉換為角度形式以便構建下變頻所需的正余弦信號，在實時OFDM的DSPU設計中往往使用CORDIC算法來完成該步驟以節約硬件資源。頻差估計之后必須進行對信號下變頻運算以糾正頻差。在并行系統中需要構建與并行通道數量相等的正余弦信號與下變頻復數乘法器以實現對信號的處理，該步驟不僅需要數目龐大的硬件資源，且正余弦信號的位寬與下變頻后結果的位寬對系統的性能影響極大。因此，很多實時OFDM實驗均采用了發送接收同光源的結構來避免頻差模塊，只有少量的實時OFDM實驗加入了頻差估計的模塊。在文獻[16]中一種自相關光OFDM的結構被提出并實現了240 Gb/s的多通道實時OFDM傳輸實驗。

（3）FFT模塊

在實時OFDM實驗中，有兩種方式實現FFT模塊，一種是全并行輸入輸出的FFT模塊，另一種是串行入串行出的FFT模塊。第一種方法雖然需要大量的乘法器資源然而其與并行結構的契合度較好且不需要更多的控制單元。第二種方法只需要少量的乘法器，然而其需要一個儲存器來進行串并轉換，所需儲存器的大小隨著并行通道數量的平方線性增加。因此，在FFT模塊結構的選擇上必須結合并行通道數量多少以選擇更適合的結構。除此之外，FFT內旋轉因子與輸出結果的位寬也必須仔細考量以滿足系統性能要求。

（4）信道估計模塊

在CO-OFDM系統中，信道估計往往是基于訓練序列在頻域上對信道響應進行計算。在雙偏振CO-OFDM系統中，需要使用2×2個訓練序列同時完成解偏振與信道估計的工作。由于OFDM信號是基于FFT長度的周期性信號，其信道均衡可以很簡單的在頻域上用ZF算法來實現，并且只需要一個復數乘法器，這種結構使得CO-OFDM系統的信道估計模塊能夠很好的適應高速系統中的多通道并行結構。必須指出的是：與單載波系統所采用的基于CMA的多拍自適應濾波器結構相比，CO-OFDM在高速并行通道信道估計模塊上的結構要簡單的多。

（5）相位噪聲估計模塊

由于激光器的相位噪聲以及頻偏估計中的殘余誤差，在信道估計之后，每一個OFDM符號的星座圖相對原始的位置會產生一個整體的偏轉，在CO-OFDM系統中，一種典型的做法是在每一個OFDM符號內選取一定數量的子載波加載已知的導頻信號用于糾正這種相位偏移。同信道估計模塊類似，由于相位噪聲的糾正也僅需要一個復數乘法器，其DSPU的結構也很容易實現。相位噪聲估計后的輸出結果可以按照信道編碼的需要輸出軟碼或硬碼至后續的解碼模塊進行最后的信息解調工作。

2.2 實時單載波信號處理

單載波PSK/QAM相干接收機的信號處理基本流程如圖4所示，經過模數轉換后，累計的信道色度色散需要被補償，接著需要進行偏振跟蹤及信道均衡，最后，在判決電路前需要進行載波的相位恢復和頻率恢復。

圖4的信號處理流程中各部分的功能和算法具體描述如下：

（1）色散補償模塊

對接收信號的均衡分兩步進行：首先分別在每個偏振支路上進行靜態或者慢速的自適應均衡，然后在兩個偏振支路上進行聯合的快速自適應均衡。第一個均衡器一般選擇具有較長沖激響應，以補償準靜態的色散或者光前端的頻率響應。第二個均衡器一般選擇較短的沖激響應和較快的自適應速率，用以做偏振跟蹤、偏振模色散（PMD）均衡、以及靜態均衡器未補償的剩余色散。

（2）偏振跟蹤及信道均衡模塊

偏振跟蹤用來補償兩個偏振通道之間的串擾。偏振跟蹤通常需要使用兩進兩出的自適應濾波器來實現。一個自適應濾波器可分為3個部分：濾波部分、誤差估計部分和濾波系數的更新部分。濾波部分通常有較短的沖擊響應，由于它需要跟蹤任意的偏振旋轉，濾波系數必須能快速更新。第二步，進行誤差估計。誤差估計的方法有很多，如插入訓練序列，決策反饋；或者測量已知信號的屬性。前一種方法有良好的跟蹤性能，但需要在反饋環路中進行載波同步。后一種方法有更小的環路延遲，可提供更快的跟蹤速度，如CMA算法[17]。CMA通過糾正信號的恒定幅值來均衡后信號的振幅的偏差，可以很好的分開兩個偏振通道，不僅適用于PSK信號。也可以用于QAM信號，但會帶來噪聲和收斂速度變慢的代價。第三步，從誤差估計的結果更新濾波系數。已知的算法如Wiener-Hopf方法，最陡下降法。從實現的角度來說最實用的方法是LMS算法[18]。LMS算法的基本思想是通過求均方誤差同濾波系數的導數來估算誤差梯度。濾波系數則通過每次加上一個負誤差梯度的比例項來更新。權重因子μ再用于控制濾波器的自適應速度以及濾波系數的剩余誤差。

（3）載波同步模塊

載波同步即載波的頻差校正和相差校正，是任何基于數字信號處理的相干接收機都需要實現的部分。頻差校正和相差校正在概念上非常相似，都包含誤差估算，對估算結果濾波，數據恢復3部分。頻率恢復的具體方法在文獻[19]中提出。相位恢復通常包含兩步：首選，去除調制信息得到一個瞬時的相位估計；然后對相位估計進行濾波以去除噪聲的影響。在大多數通信系統中，調制信息的去除采用直接判決法，信號判決前后之差作為相位誤差的瞬時估計值。但直接判決法通常用到反饋結構，這對并行流水線和塊處理的實現結構來說是一個挑戰，因為反饋時延會并行通道數量增加，過多的并行通道會導致相位噪聲容忍度的降低。而前項反饋技術不僅可用來改善其性能[20]，也能夠較容易的在塊處理結構中實現。

3 結束語

相干光通信系統已成為100G和更高速率的超高速光通信系統的主要解決方案，其最重要的核心技術就是接收機數字信號處理技術。本文首先對實時數字信號處理技術的發展現狀進行了介紹；隨后就實時數字信號處理技術的難點及挑戰進行了分析；并分別對相干光通信系統中的兩種主流調制格式（單載波及OFDM）所采用的實時數字信號處理技術進行了描述。

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