基于S參數的基站分路器設計與實現

尤小泉 彭映杰

摘 要：目前2G和3G移動通信網絡均使用820MHz-960MHz和1710MHz-2145MHz兩個頻段，其分路器為微波三端口網絡，該電路在設計上有一定的難度，本文利用分路器S參數的特點，將微波三端口網絡轉化為了兩個微波二端口網絡，利用我們熟悉的低通濾波器和高通濾波器完成了該電路的設計，設計指標完全符合要求，該方法具有一定的參考價值。

關鍵詞：S參數；分路器；濾波器

1 引言

目前2G和3G移動通信網絡均使用820MHz-960MHz和1710MHz-2145MHz兩個頻段，由于受到后端放大器帶寬的限制，在基站設備中必須采用分路器將這兩個頻段進行分離后分別處理。由此可見，分路器是移動基站和直放站的重要組成部分，其質量直接決定了通信信號的質量[1]。

由于該兩個頻段相距較遠，可以采用低通濾波器和高通濾波器將這兩個頻段分離開。由于這兩個頻段的頻率較高，所以在設計濾波器時應當采用分布參數的設計方法。該方法的核心就是需要考慮射頻微波信號的入射波和反射波，在電路布線時需要考慮電路的特征阻抗和匹配，否則信號將會發生嚴重的反射，進而引起嚴重的碼間干擾和失真[2]。目前，射頻與微波電路的設計已經廣泛的使用散射參數（S參數）的設計方法，該方法是一種基于端口入射波和反射波的方法，在設計時就能控制端口的反射波和反射系數，是一種有效的射頻微波電路設計方法，本文也是采用該方法對移動基站和直放站中的分路器進行設計。

2 分路器的S參數模型

分路器可以看做一個典型的微波三端口網絡，如圖1所示的分路器結構示意圖。圖中①、②、③分別代表三個端口，即信號從①進，②、③出。①上的信號為820MHz-960MHz和1710MHz-2145MHz兩個頻段，②上的信號為820MHz-960MHz的頻段，③上的信號為1710MHz-2145MHz頻段。圖中ai表示i號端口的入射波，bi表示i號端口的反射波。

根據三端口網絡的S參數的定義，分路器所對應的S參數為式1：

式中Sjj的物理含義為：其他端口都接匹配負載時，即αi=0（i≠j）時，端口j自身的反射系數；式中Sij的物理含義為：其他端口都接匹配負載時，即αi=0（i≠j）時，端口j到端口i的傳輸系數[3]；據此，對于理想的分路器，其各端口的反射系數均為0，即S11=S22=S33=0，這樣反射所引起的干擾和失真才會最小；并且2號端口和3號端口之間是隔離的，即S23=S32=0；最后，傳輸系數S12、S21、S31、S13應該在各自的通頻帶內為1，截止帶內為0。綜上所述，在820MHz-960MHz和1710MHz-2145MHz兩個頻帶內可以將分路器的S參數分別改寫為式2和式3：

根據網絡理論[4，5]，消去式2和式3中全零的行和列后，2式和3式分別可以看做一個二端口網絡，其S參數式4和式5：

顯然，式4為一截止頻率為960MHz的理想低通濾波器；式5為一截止頻率為1710MHz的理想高通濾波器，故分路器可以認為是兩個濾波器的組合[6]。

3 分路器的指標與設計

根據實際產品的需要，分路器的設計指標如下：

（1）工作頻率范圍：820MHz-960MHz和1710MHz-2145MHz

（2）插入損耗：≤0.6dB

（3）端口駐波：≤1.6

（4）通道隔離：≥40dB

由前面的分析可知，分路器可以看做兩個濾波器，其設計指標為：隔離度應≥40dB，濾波器的帶內波動應≤0.6dB；由駐波比與反射系數的關系可以等到端口的反射系數應≤-6.3dB[7]。據此我們分別設計低通濾波器和高通濾波器。

低通濾波器一般由電感和電容構成，設計指標決定了電感和電容的取值，其計算過程較為復雜，為了簡化設計的難度，我們選擇ADS2011作為輔助軟件進行濾波器的設計，該軟件具有一個強大的濾波器設計向導，該向導能夠自動設計出符合指標的濾波器模型。如圖2所示，只要在向導中填入通頻帶、濾波器原型、帶內波動、阻帶最大衰減以及端口特性阻抗，機會自動生成圖3所示的電路原型。

圖3所示的橢圓函數低通濾波器的端口阻抗為50Ω、通頻帶0～1.2GHz、帶內波動0.5dB、阻帶衰減70dB。

其高通濾波器的設計方法和低通濾波器完全一致，只不過在設計向導中修改對應的參數而已。將低通和高通濾波器進行并聯，并且考慮到元件間的連接的傳輸線，就可以得到所需要的分路器原理圖，如圖4所示。

該電路采用的微帶基片采用聚四氟乙烯，相對介電常數為2.08，厚度為0.5mm，據此可以計算特征阻抗為50Ω的微帶寬度為1.6mm，可以繪制出PCB版圖。電容采用ATC電容，電感采用自制的包漆線電感，圖中的自制電感（如L1=R120030041）的含義如下：R表示右旋，與L（左旋）對應，120表示繞徑為1.2mm，030表示圈數為3圈，041表示線徑為0.41mm。裝配好后的實物尺寸如圖5所示。

其元件清單為表1所示：

4 測試結果

分路器組裝完成后進入調試，調試所用儀器為矢量網絡分析儀，利用矢量網絡分析儀可以很方便地得到其S參數。調試時雙端口矢量網絡分析儀的兩根電纜分別接雙工器的其中兩個端口，另一個端口接匹配負載。該雙工器的調試主要針對自制的包漆線電感，通過調節電感線圈的緊密度等來改變電感值，從而得到滿足設計指標的測試結果，測試結果如圖5所示。

右圖5可以看出，該電路的帶內波動、阻帶衰減以及端口的駐波比均滿足設計指標要求，說明采用S參數的方法設計該功能電路是有效的。

5 結語

本文利用S參數方法對分路器設計，將分路器分解為兩個二端口微波網絡，簡化了設計的難度。另一方面，將設計指標對應為相應的S參數，這有利于電路設計的準確性，能夠很好的達到設計指標的要求，在一定程度上對其它電路的設計具有一定的指導意義。

[參考文獻]

[1]張紀明，肖智，鄢澤洪.移動通信中微帶雙工器的設計與仿真[J].電子科技，2006，01：5-8.

[2]梁玭.基于ADS軟件的衛星“動中通”收發系統微帶雙工器的設計仿真實驗研究[A].中國電子學會（Chinese Institute of Electronics）.2009年全國微波毫米波會議論文集（上冊）[C].中國電子學會（Chinese Institute of Electronics），2009：4.

[3]尤小泉，張玉平.一種X波段窄帶信號源的低成本實現方法[J].成都電子機械高等專科學校學報，2012，04：18-21.

[4]王俊華，沙春芳，單國威，等.微波綜合實驗儀的設計[J].實驗室研究與探索，2011，30（10）：44-46.

[5]Reinhold Ludwig，Pavel Bretchko.RF Circuit Design：Theory and Applications[M].London：Prentice Hall，2000

[6]Lucido， M..A New High-Efficient Spectral-Domain Analysis of Single and Multiple Coupled Microstrip Lines in Planarly Layered Media[J].Microwave Theory and Techniques，IEEE Transactions on，2012，60（7）：2025–2034.

[7]V.E.Lyubchenko，E.O.Yunevich，V.D.Kotov，V.I.Kalinin.Generation of microwave oscillations in a log-periodic antenna integrated with a field-effect transistor[J].Journal of Communications Technology and Electronics，2008，53（11）：1417–1419.