基于十字形縫隙耦合的寬帶圓極化微帶天線設計

摘 要： 為了改善微帶天線的帶寬性能，提出了一種采用十字形縫隙作為饋電方式，利用三個Wilkinson功分器組成饋電網絡的寬帶圓極化微帶天線的設計方法。討論了構建這種微帶天線的基本技術，借助HFSS仿真軟件進行設計和驗證。依據設計結果委托專業研究所制作了實物天線，測試結果表明，該天線的阻抗帶寬和3 dB軸比帶寬分別達到40.38%和20.7%，中心頻率為2.6 GHz，測量結果與仿真結果吻合良好，為低后瓣和寬帶圓極化微帶天線設計提供了一種新的工程設計方法。

關鍵詞： 微帶天線； 圓極化； 縫隙耦合； Wilkinson功分器

中圖分類號： TN821?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2013）19?0077?03

0 引 言

隨著雷達，衛星通信，遙感等技術的發展，微帶貼片天線被廣泛地應用于蜂窩電話、全球定位系統和個人移動通信。由于其低成本，低剖面，易集成，結構緊湊，易于制造等諸多優點，微帶天線在各個領域倍受青睞。但傳統的微帶天線也有頻帶窄，效率低，功率容量小等缺點[1?2]。

D.M.Pozar于1985年提出縫隙耦合饋電的微帶天線[3]，主要有如下優點：縫隙耦合方式采用的是非接觸的貼近式饋電，避免了傳統探針饋電中引入的電感，并且在制造加工方面更為簡單，也為多層介質、多層貼片以及構造天線陣提供了便捷；地平面存在于天線輻射層和饋電層之間，隔離了微帶電路部分和天線輻射層，降低了饋電網絡部分的輻射，也便于兩部分分別進行優化設計；調節縫隙的尺寸和微帶枝節透過縫隙的長度一般可以獲得滿意的匹配，并且縫隙相當于一匹配網絡[4]，可以提供寬頻帶的駐波比特性。Vivek等人對不同縫隙的耦合情況作了分析計算[5]；除了縫隙耦合之外，多層貼片的堆疊設計也可增加天線帶寬[6]。

為了產生圓極化，一般有單饋[7]和多饋兩種方式，而多饋方式中一般又分為雙饋和四饋。在縫隙耦合的微帶天線中，雙饋的方式一般是采用兩條偏置的相互垂直的縫隙[8]，四饋則可以采用十字縫隙來饋電[9]。通常來說，單饋點的圓極化微帶天線工作帶寬較窄，兩條偏置縫隙由于他們的不對稱性會造成更高的交叉極化率，而十字縫隙耦合則可以較好地克服上述的缺點，實現較為理想的圓極化。

本文設計了一種十字形縫隙耦合的圓極化微帶天線，貼片單元采用四路同時饋電，因而具有更好的對稱性與穩定性；饋電部分采用3個Wilkinson功分器來實現幅度相等、相位正交的饋電。

1 天線設計

本文所設計天線的基本結構如圖1，圖2所示，主要由微帶天線和饋電網絡兩部分組成，各部分參數符號已在圖中標注。在十字縫隙的四個枝節處，分別有微帶線對其耦合饋電，這四個耦合點由于功率相等，相位順次相差90°，因此可得到較好的圓極化性能。微帶線介質層采用較小的厚度和較高的介電常數，以增強介質對場的束縛來減小背向輻射和爭取更多的走線空間。上層輻射層介質采用較厚的厚度和較低的介電常數來增加帶寬。除了上方的輻射方向，天線的四周用金屬腔包圍，起屏蔽和抑制后向輻射的作用。

圖1，圖2中[L]為貼片尺寸；[h1]為輻射層高度；[εr1]為輻射層介電常數；[Wa]為縫隙寬度；[La]為縫隙長度；[Ls]為匹配枝節長度；[d0]為兩相對饋電點的距離；[w]為微帶線寬度；[h2]為微帶線層高度；[εr2]為微帶線層介電常數。

根據傳輸線理論，縫隙在一定程度上相當于槽線，能量首先從微帶線耦合至槽線，再耦合到貼片輻射出去，因此調節縫隙的尺寸對于調節輸入阻抗有較為明顯的作用，縫隙長度增加，諧振頻率下降，而調節縫隙寬度造成的變化不明顯，且為了保證低的后向輻射，應選擇一個較細的寬度。貼片在饋電處呈現的導納則與貼片的尺寸和輻射層的高度有關。

為了不在正交的縫隙中產生激勵，必須對十字縫隙進行平衡饋電，文獻[10]中Pozar對這種饋電方式介紹了一種一般的方法，借用這種設計方法并在仿真軟件中加以實現。饋電網絡的結構如圖3所示。饋電點的位置決定了耦合方式為磁耦合，由于對稱相消的原因，某端口不會對相鄰端口產生影響，但是能量會耦合到對面的端口，從而造成輸入阻抗的改變，因此引入等效阻抗參數，定義如下：

由上式可知，在考慮端口匹配情況時，不再是原本一般情況下的S11，而是要[Γeff]達到最小值。因此，在HFSS等軟件中進行仿真設計時須注意，應使其S11與S13的和為最小值才能達到總反射最小的目的。

為了方便優化，輻射層和饋電網絡可以分開進行設計，利用HFSS.v13全波電磁仿真軟件，可以較準確地得到結果。首先，對天線部分進行設計，通過調節縫隙長度，貼片尺寸，耦合饋電點的位置，以及微帶枝節的長度，來使Γeff在工作頻點處得到一個較小的值和一個較理想的帶寬，可以認為此時天線有一個較好的匹配。然后，對一分四微帶饋電網絡進行設計，通過合適的微帶線長度來合理設計威爾金森功分器和相位延長線，從而在四個端口獲得幅度相等，相位相差90°的輸出信號。

2 仿真及測試結果分析

通過在HFSS中優化，得出具有最佳性能的參數見表1。

圖4為該優化參數下的天線加工實物。采用矢量網絡分析儀Agilent N5230A測試其駐波比特性，與仿真結果的對比如圖5所示，駐波比帶寬達到了40.38%。方向圖的測量結果如圖6所示，由于采取了屏蔽殼體，后向輻射得以減少。圖7，圖8分別為天線的軸比和增益曲線，他們的性能在偏移中心頻率以外急劇下降，這是由于饋電網絡屬于頻變電路，隨著波長改變，微帶介質層中的功分器電路，相移電路以及匹配電路性能出現較嚴重的下降，因此優化饋電網絡的帶寬性能顯得尤為重要。另外，由于采用了多個功分器網絡，引入了較多的損耗因素，因此增益與傳統微帶天線相比略有下降，但是提高了對稱性和相位中心的穩定性。

3 結 語

本文探討了一種十字形縫隙耦合饋電微帶天線的設計方法，利用HFSS軟件仿真并制作了實物，測試結果表明阻抗帶寬和軸比帶寬分別達到40.38%和20.7%，前后輻射比超過25 dB，實現了低后瓣和寬帶圓極化天線的設計。

參考文獻

[1] 鐘順時.微帶天線理論與應用[M].西安：西安電子科技大學出版社，1991.

[2] RICHARDS W， LO Y， HARRISON D. An improved theory for microstrip antennas and applications [J]. IEEE Transactions on Antennas and Propagation， 1981， 29（1）： 38?46.

[3] POZAR D M. Microstrip antenna aperture?coupled to a microstripline [J]. Electronics Letters， 1985， 21（2）：49?50.

[4] 張輝，張曉發，閆敦豹，等.基于H形縫隙耦合的寬帶圓極化微帶天線[J].電子與信息學報，2007，29（4）：991?993.

[5] RATHI V， KUMAR G， RAY K P. Improved coupling for aperture coupled microstip antennas [J]. IEEE Transactions on Antennas and Propagation， 1996， 44（8）： 1196?1198.

[6] TARGONSKI S D， WATERHOUSE R B， POZAR D M. Wideband aperture coupled stacked patch antenna using thick substrates [J]. Electronics Letters， 1996， 32（21）： 1941?1942.

[7] AKSUN M I， CHUANG S L， Lo Y T. On slot?coupled microstrip antennas and their applications to CP operation?theory and experiment [J]. IEEE Transaction on Antennas and Propagation， 1990， 38（8）： 1224?1230.

[8] ADRIAN A， SCHAUBERT D H. Dual aperture?coupled microstrip antenna for dual or circular polarization [J]. Electronics Letters， 1987， 23： 1226?1228.

[9] TSAO C H， HWANG Y M， KILBURG F， et al. Aperture?coupled patch antennas with wide?bandwidth and dual polarization capabilities [C]// Proceedings of IEEE Antennas and Propagation Symposium. Syracuse， New York， USA： IEEE， 1988： 936?939.

[10] TARGONSKI S D， POZAR D M. Design of wideband circularly polarized aperture?coupled microstrip antennas [J]. IEEE Transactions on Antennas and Propagation， 1993， 41（2）： 214?220.