基于SG3525的步進電機程控電源設計

周昌麗,林 紅,曹發海

(蘇州大學 電子信息學院，江蘇 蘇州215006)

步進電機的調頻調壓驅動方式需要一種受頻率可控的可調電源。本文介紹一種調頻調壓電源電路，輸出電壓隨步進電機工作頻率的變化而變化，從而保證電機低頻平穩運行，高頻有力矩輸出。用于雕刻機的步進電機驅動電源要求0～60 V可調，額定電流4 A，為實驗方便，輸入市電220 V，電源的紋波要求5%以內，效率80%左右。

1 調壓電源原理分析

設計基于單片機的可調電源的方案一般選取開關電源，而不是線性電源。由于總功率約250 W，線性電源體積大，發熱嚴重，設計調試困難。相反，開關電源工作在開關狀態，工作效率高，適合中大功率電源的研發，目前專用PWM集成芯片已大大簡化了開關電源的外圍電路設計。因此，調頻調壓驅動電源采用開關電源的設計方案。開關電源有很多種分類方式，如正激式、反激式、推挽型、半橋型與全橋型等拓撲。半橋型與其他拓撲結構相比具有很多優點：多組隔離輸出、容易進行功率匹配，抗不平衡能力強，安全穩定及EMI干擾較低，故得到了極其廣泛的應用[1]。

單片機控制可調開關電源設計有兩種方案，一種是單片機直接控制開關器件導通和截止，通過反饋實時改變PWM信號的占空比，實現調壓穩壓；另一種方案是單片機控制脈沖寬度調制芯片的反饋比較端口，通過改變專用PWM芯片的參考電壓來間接地控制開關管調壓。本可調開關電源采用單片機控制脈寬調制芯片方案。

圖1 半橋型變換器

半橋型開關電源的拓撲結構如圖1所示[2-4]。控制電路輸出的PWM信號使圖中功率開關管Q1、Q2輪流導通。C1、C2和R1、R2參數相同，起到分壓作用，故在Q1和Q2都截止時，R1和R2之間的電壓為Ui/2。Q1導通時，電容C1放電，C1、Q1、變壓器原邊、C3構成放電回路。同時,輸入電壓Ui對儲存電容C2進行充電，直至Q1關斷。當Q2導通時，工作過程與Q1類似，對稱電容交替進行儲能和放電。輸出回路中D1和D2起整流作用，L和C4為濾波電路。改變Q1和Q2處PWM的占空比即可實現調壓、穩壓的目的，實際應用中在變壓器原邊串入一個耦合電容C4，以增加電路的抗不平衡能力。

2 PWM控制電路的設計

2.1 系統框圖

程控可調開關電源的系統框圖如圖2所示，整個電路包括濾波整流電路、變壓器回路、穩壓濾波電路、PWM控制器電路和電壓調節反饋回路。輸入交流電經整流濾波后得到的直流電壓加到開關管和變壓器線圈上，由PWM控制器SG3525分配開關管的導通和截止時間，以完成對變壓器原邊繞組的充放電控制；次級輸出通過穩壓濾波得到滿足要求的直流電壓，由STM32F103VC輸出可調節PWM改變參考電壓，確保輸出電壓可調。

圖2 可調開關穩壓電源框圖

2.2 可調開關電源設計原理

本可調電源采用一款高性能專用PWM芯片SG3525實現，步進電機調頻調壓電源的控制電路如圖3所示。單片機控制信號PWM由J1輸入,通過光耦調節，與輸出信號共同反饋到SG3525的反相輸入端和補償端，用以改變11腳和14腳輸出的PWM占空比，使得電源輸出穩定、可調。C15和R2為片內振蕩器外接電容、電阻，可設定輸出PWM波的斬波頻率。SG3525的工作頻率為：

圖3 PWM控制電路圖

其中，CT=C15，RT=R2，RD=R17，如圖3所示。經計算,本系統的斬波頻率為80 kHz。11和14腳輸出PWM控制后級功率管的“開”和“關”，實現繞組充放電，即為開關電源的由來。

3 半橋元件參數計算與選擇

半橋式開關電源的AC-DC部分電路如圖4所示。整個電路包括輸入全橋整流、半橋逆變和輸出整流。由于SG3525輸出的PWM無法直接驅動電子開關管，所以經過一個推動變壓器和放大電路連接MOS管。根據推動變壓器的同名端分析，Q5和Q6開關管輪流導通，將整流橋后的直流電逆變成交流電，最后整流輸出直流電壓。逆變結構中的電容C2和C3中點電壓為整流橋電壓的一半，約為150 V。當Q5導通時，C2上的150 V加在變壓器T1的原邊繞組上，則D9呈現通態；當Q6導通時，T1原邊上的電壓極性和Q5導通時的極性相反，D8處于通態。其中，隔直電容C4用來消除半橋電容C2、C3連接點的電位浮動，保證中間連接點的電位平衡，防止因為變壓器磁芯飽和引起開關管損壞的現象。輸出端的變壓器T1副邊電路的工作過程如下：Q6導通時,由正激變換原理可知，副邊繞組激勵到的電壓使D8導通，電感L1儲能；當D8反向截止時，電感L1反激，儲存的能量相負載釋放。D9在另半個周期內過程與上述一致。所以整個周期內，由于Q5、Q6的輪流導通，半橋式開關電源都向負載提供功率輸出，輸出電壓特性好，電流響應速度快。下面分析主電路中的主要參數的選取和計算。

3.1 高頻變壓器的設計

工作頻率設定為80 kHz，選取采用R2KB鐵氧體材料制成的EE42/20/15型號的變壓器磁芯。經查表知，R2KB磁感應強度BS為0.47 T，為防止切換狀態時高頻變壓器飽和,一般取工作的磁感應強度Bm=1/3BS=0.15 T。則變壓器的原邊繞線匝數為[1-2]∶

其中，Umin為原邊繞組的最小輸入電壓；tonmax為周期內最大導通的時間；Bm為實際取用的磁感應強度；Ae為磁芯的截面積。

按市電輸入計算，輸入交流電壓Vin為220 V，減去少許直流紋波10 V，且由于半橋的中點電壓為輸入電壓的一半，則Umin為：

占空比D取最大為0.9，頻率為80 kHz，則：

圖4 半橋電源AC-DC電路圖

EE42的磁芯有效面積為1.78 cm2，根據式(2)～式(4)可計算出變壓器初級匝數為∶

最大交流輸入可達到153+13=168(V),取N1為20匝，由式(2)得∶

由式(6)計算結果可知,原邊匝數取值符合要求。

變壓器副邊繞組采用中間抽頭的全波整流濾波電路,其匝數可根據輸出的最大電壓計算,設計最大輸出電壓60 V,考慮主整流二極管UD取1 V和濾波電感的壓降UL約0.3 V，則可計算出輸出Uo∶

故可求得副邊繞組匝數∶

繞組銅線的選定需要考慮導線的集膚效應，即通電導體表面附近處的電流密度大于導體中間內部的電流密度的現象。導線的直徑要小于集膚深度的兩倍，集膚深度公式為：

導線直徑必須小于0.54 mm，副邊繞組的導線取0.41 mm的漆包線。考慮銅線的電流密度為3～6 A/mm2，副邊導線的截面積計算可得：

根據需要的總截面積可計算得出所需股數：

將股數取整，為8股0.4 mm的漆包線并繞。同理，原邊繞組的導線采用0.41 mm的高絕緣強度的漆包線，截面積和股數分別為：

將股數取整，由4股0.41 mm的漆包線并繞即可。在繞制過程中，基于以上理論計算分析，需要不斷進行實驗測試，修改導線參數，才可以找到最合適的指標匹配。

3.2 濾波電感的計算

輸出電感L的選取原則是保證輸出電流連續工作，原則上是電流最低的差值ΔI約為額定電流的20%，可計算電感的理論值：

實際取L為100μH。其中Uomax是副邊繞組的最大輸出電壓值，通過計算繞組的導線匝數可得出約為68V。

3.3 隔直耦合電容的選定

為防止由于兩個開關管的特性差異而造成變壓器磁芯飽和，在變壓器原邊增加耦合電容C4，以提高主電路的抗不平衡能力。根據變壓器的變換關系，可計算出∶

其中，fR為諧振頻率，單位為kHz；NP/NS為變壓器原副邊匝數比；L為輸出端的電感,單位為μH；耦合電容C4的單位為μF。為保證耦合電容器充電線性，諧振頻率一般取開關頻率的10%，即：

電路中的L=100μH，fS=80 kHz,變壓器原副邊匝數比約為2。因此，可計算出電路中隔直電容的大小為∶

實際取C4為1.8μF。

4 實驗與分析

該設計方案已經做成實物并在使用之中，電源模塊輸出最大電壓為60 V，最小電壓為3 V左右。最大電壓和最小電壓情況下，推動變壓器原邊繞組波形分別如圖5和圖6所示。占空比最小為4%，最大約為80%。圖中輸出電壓穩定，紋波較小，且調壓范圍廣，滿足設計需求。

經測試及長時間使用證明，該電源具有適用范圍廣、輸出穩定可調、成本小、完全滿足步進電機驅動性能需求等優點，現已投入實際步進電機驅動系統中使用，工作穩定可靠。

[1]張占松，蔡宣三.開關電源的原理與設計[M].北京：電子工業出版社，2005.

[2]張波,焦小芝.基于SG3525A的半橋式開關電源[J].電子與封裝，2012，12(6)∶18-20.

[3]張曦,王玉琳,劉光復.一種新型的五相混合式步進電動機驅動電源[J].組合機床與自動化加工技術,2011(11)∶59-62.

[4]陳培民.五相混合式步進電動機PWM調頻調壓驅動[J].華僑大學學報(自然科學版),1995,16(2)∶145-149.