高效數字化柔性照明裝置的控制系統設計

趙仕榮 黃悅華 王歸新 趙克鳴

(三峽大學，湖北宜昌 443002)

1 引 言

隨著科技日新月異的進步，傳統剛性照明系統作為一種一成不變的照明方式與現代化的節能要求不相適應。應運而生的照明系統稱為柔性照明控制系統。這種系統是基于照度與所吸收的功率之間是非線性關系這一特點，從而滿足了得到亮度可控的柔性照明系統。柔性照明控制裝置應具備以下幾種特點:一、作為節電控制裝置，自身工作效率高;二、能適合于多種不同類型的燈具負載;三、能保證裝置運行的穩定性和可靠性，尤其在如商場、銀行、地鐵、機場等重要場合不能發生停電故障。四、保證裝置的成本低，而且重量和體積必須小。

傳統照明裝置控制電路大多是由雙向晶閘管構成的相控斬波電路，其控制方法簡單而且可靠性高［1］，但電網中引入了大量的低次諧波。用 Buck或Buck/Boost式PWM高頻交流斬波器可以很好的控制輸出電壓并無諧波引入［2］，但抗負載沖擊能力有限，效率較低。串聯補償式的PWM交流調節器雖然有效率高和無諧波污染的優點，但沖擊電流還是會損壞斬波器。本文介紹了一種主電路由串聯補償［3］和Buck型交流斬波器構成的節電控制裝置。

2 柔性智能照明節電控制裝置主電路和工作原理

照明節電控制裝置由雙向交流BUCK斬波器、LC濾波器和補償變壓器串聯構成，L1是交流斬波器的濾波電感，C1和C2是濾波電容，T是并聯補償變壓器，S1為旁路切換開關。P1、P2和D1、D2構成雙向斬波開關，P3、P4和D3、D4構成雙向續流開關。主電路如圖1所示。

圖1 照明節電控制裝置主電路圖

在圖1中，U2并聯變壓器二次側電壓，也是交流斬波器的輸入電壓，Ucom為斬波器的輸出電壓，Ucom和變壓器的一次側電壓U1的相位差為180°。設變壓器的變比為n，D為占空比，可得到變壓器二次側的電壓U2為:

交流斬波器的輸出和輸入電壓的關系為:

由圖1可知，

聯立 (1)、(2)、(3)可得

式 (4)表示:根據U1改變占空比D，即可以保持負載電壓Uload維持恒定。當以負載電壓為控制對象時，控制交流斬波器占空比D可以對輸出電壓進行連續調節。針對不同的燈具和照明時間的要求，可以實現柔性照明。

3 裝置運行效率的分析及提高措施

由于并聯變壓器和功率變換器只承擔系統功率的補償量，因而這種結構的照明裝置具有較高的效率。忽略裝置其它部分的損耗，系統的損耗近似等于斬波器的損耗與串聯變壓器的損耗之和。系統的總效率，可以表示成:

式中，ηc、ηt分別為斬波器和串聯變壓器的效率，r表示電壓補償范圍;假設裝置的補償范圍r為［0，0.3］，斬波器和串聯變壓器的效率ηc、ηt都為95%，根據公式 (5)計算的系統效率為97%，但是這樣的系統效率還是低于節能器的國家標準，而且不采取一些特殊的措施交流斬波器和串聯變壓器的效率很難達到95%。因此采取了如下的措施來提高所研發的節電控制裝置的效率。

3.1 采取半波導通非互補驅動方式降低開關損耗

交流斬波電路的控制方式主要有互補控制方式、有電流檢測控制方式、無電流檢測控制方式和無電流檢測半波導通非互補控制方式。互補控制方式簡單，但由于在死區時間感性負載沒有續流回路，易在開關管上產生電壓尖峰。無電流檢測的非互補控制方式存在失控現象，通常采用電流檢測的非互補控制，這使得控制電路的設計復雜。本文采用半波導通非互補驅動方式，使得開關損耗小，并且不需要緩沖器，進一步減小了損耗。

在該控制方式下，4個IGBT的脈沖波形如圖2所示。當輸入電壓處于正半周期時，P2和P4保持導通，P1和P3交替導通;當輸入電壓處于負半周時，P1和P3保持導通，P2和 P4交替導通。這種方式下，總的開關動作次數減少了一半，因此開關損耗也降低了一半。

在一個開關周期中，交流斬波器有三種工作模式:有源模式、死區模式和續流模式，如圖3所示。從圖3可以看出在三種工作模式下雙向電流通路總是存在，不會產生di/dt過電壓，因此不需要緩沖電路，降低了緩沖電路所引入的損耗。

3.2 選用通態壓降較低的開關器件多管并聯以降低開關管的通態損耗

忽略驅動信號的損耗，IGBT的損耗主要取決于它的飽和壓降和傳導的電流。對一個Buck型的交流斬波器來說，開關損耗可以近似為:

式中，Vsat是IGBT的飽和電壓，Voc、Pc是斬波器輸出電壓和輸出功率的有效值，多數IGBT的飽和壓降在2.0V左右，對于一個輸出電壓為220V的斬波器，這意味著有2%的通態損耗。本文選用了一種飽和壓降為1.5V的IGBT作為功率開關，并采用多管并聯來降低開關損耗。

圖2 半波導通非互補驅動

圖3 交流斬波器的工作模式

3.3 并聯變壓器選用環形變壓器，主要功率切換開關采用固態開關

位于交流斬波器前端的并聯變壓器的效率和斬波器的效率一樣重要，影響變壓器效率的主要因素是磁滯損耗和渦流損耗，環形變壓器的漏磁和勵磁電流比柱狀變壓器小得多。在兼顧速度和損耗的因數下，功率切換開關選用由雙向可控硅構成的固態開關，相比之下機械式的切換開關，由于長時間的頻繁切換，觸點易炭化，接觸電阻變大，導通損耗也將增大。

采取上述技術措施后，斬波器的效率得到很大提高，配合高效的變壓器，系統的整體效率達到了國家節能器的標準。

4 旁路切換模式和過流保護的設計

4.1 旁路切換模式的設計的必要性

隨著國家節能減排政策的貫徹和實施，大量的電子鎮流器類型的負載接入低壓配電網，有些負載還加入了功率因數矯正的電路，有些在整流之后用并聯電網的方式進行濾波，還有些負載在啟動時呈現負阻性。另外傳統的照明負載還未完全退出配電網，這使得整個照明系統的整體的特性各種各樣，但這些負載的共同特點是上電的瞬間對輸入端的電流沖擊很大，可達其額定值的幾倍甚至十幾倍，容易使交流斬波器因過流而損壞。對于用戶而言，大多數照明負載的接入或退出都是隨機的，沖擊電流也隨時存在。當負載回路可能發生局部短路情況，沖擊電流將會更大，交流斬波器需要立即退出運行，但又不能終止節能器下游負載的運行，因此需要進行旁路切換的設計，來保證照明節電裝置的穩定工作。

4.2 過流保護的設計

為了保護交流斬波器，設計了快速的過流檢測電路產生過流封鎖信號，當發生負載電流產生沖擊時，高速電流檢測單元在負載電流上升到功率開關器件的最大承受電流之前發出封鎖信號，封鎖交流斬波器的斬波開關P1、P2，同時打開續流開關P3、P4和雙向固態開關S1，使交流斬波器快速退出運行狀態。電感上的電流通過P3、P4和S1形成通路，避免了在斬波管P1、P2產生出高壓。晶閘管固態開關的過電流能力較高，它能在幾個周波內抵抗10倍額定電流的沖擊而不至于被損壞。相應的脈沖分配電路如圖4所示。此時交流斬波器被封鎖了，并聯變壓器的副邊處于開路狀態，負載電S1流動，整個系統工作在旁路模式。沖擊電流過去后，先將S1關斷，交流斬波器返回到斬波狀態，繼續對輸出電壓進行調節。系統做這樣的處理后，可以適合于各種沖擊性負載，它們的開和關不受限制。當系統發生故障后，節電控制裝置能夠通過旁路模式而不用中斷負載的電源。同樣當交流斬波器出現故障時，系統也切換到串聯變壓器旁路方式。

圖4 過電流保護PWM脈沖分配邏輯

有了這樣的快速保護邏輯保護電路后，無論是非阻性負載合閘沖擊還是其它非線性負載沖擊，都可以及時地斷開交流斬波器，一旦保護自動解除后，交流斬波器再投入運行。除此之外，本節電裝置還可以直接應用于其它對照明類負載要求嚴格的場合，應用范圍很廣。

5 實驗結果

實驗系統額定輸出功率:60kVA，額定輸出電壓三相380V，串聯變壓器為三相獨立的環形變壓器，變比為220/110，三相雙向交流斬波器每相由四只型號為KT75T60的 IGBT構成。表1為系統效率的檢測計算值，測試計算方法為分別測取輸出的有功功率和輸入的有功功率之比。如表1所示。

表1 為改進前后輸出效率的比較

照明節電裝置工作在額定功率的附近，效率較高，改進之后的效率明顯高于之前的效率，且達到國家標準規定的節能標準。圖5為突然接入40KVA負載時的輸出電流和電壓的波形圖。從圖中可以看出，裝置的瞬態響應特性良好，輸出的電壓維持在恒定值。

圖6為負載沖擊電流到來時從斬波調整模式切換到旁路模式系統的輸出電壓和輸出電流波形，從圖中可以看出，當有負載沖擊電流的時候，輸出電壓沒有間斷。

圖5 輸出負載階躍

圖6 輸出負載階躍

6 結論

柔性照明控制裝置所采取串聯調整的方式對輸出電壓進行調節，結構簡單。在分析影響裝置效率的因數之后，對交流斬波器的調制策略和使用多管并聯的技術降低開關損耗，另外對串聯的變壓器的磁路設計優化，使整個系統的效率得以提升，符合國家的節能標準。另外，利用旁路設計和過流保護明顯避免了大電流對交流斬波器的沖擊，并且使得裝置適用于各種負載，運行時穩定可靠。

［1］王春杰.基于交流斬波的新型照明節電器研究.低壓電器，2009年24期:57～60.

［2］B.-H.kwon，B.-D Min，J.-H，Kim.Novel topologies of AC choppers.IEE Proc.-Electr.Power App.l，Vol.143，No.4，pp.323～330，July 1996.

［3］H.J Ryoo，J.S Kim，G.H Rim，D.S Kim.Series compensated step-down AC voltage regulator using AC chopper with transformer［C］.Proceedings of the Sixth InternationalConference on ElectricalMachines and Systems，2003:427～430.