磁閥式可控電抗器的響應時間研究*

朱青山，方瑞明

（華僑大學 信息科學與工程學院，福建 廈門 361021）

磁閥式可控電抗器MCR （MagneticallyControlled Reactor）型動態無功補償裝置（SVC）作為近年來受到廣泛關注的動態無功補償裝置，具有可靠性高、壽命長、維護簡單、適用電壓范圍廣、產生諧波小和成本較低等顯著優點[1-2]，很好地克服了晶閘管控制電抗器（TCR）型動態無功補償裝置的諸多缺點。作為MCR型SVC的核心部分，磁閥式可控電抗器本身的性能很大程度上決定了整個動態無功補償裝置的性能[3]，相比于TCR的直接控制晶閘管導通角調節電抗器容量的技術，磁閥式可控電抗器采用的是磁飽和技術控制電抗器容量的變化，受磁飽和響應時間的影響，整個動態無功補償裝置的響應時間就成為了一個不可忽視的問題。

1 磁閥式可控電抗器的電路分析

1.1 結構原理和等效電路

圖1為MCR的結構原理圖，關于MCR的結構原理，參考文獻[4]和[5]中都有詳細說明。

圖1 MCR結構原理圖

在MCR工作過程中，只有小截面段鐵芯處于磁飽和狀態，其余段均處于未飽和的線性狀態，輪流觸發導通晶閘管K1和K2，產生直流控制電流，控制鐵芯的飽和程度，從而達到控制電抗器容量的目的。

1.2 響應時間

磁閥式可控電抗器的響應時間指的是電抗器容量從空載變化到額定值時所需的調節時間。可控電抗器的響應時間由下式確定[6]：

其中，n為可控電抗器容量從空載到額定值的工頻周期數，δ為抽頭比。可以看出n與δ近似成反比。

1.3 有功損耗

由于磁閥式可控電抗器的品質因數在100以上，因此其繞組電阻值相對來說很小。大量的計算和實測數據表明，磁閥式可控電抗器的有功損耗與無功功率的比值只與其抽頭比δ有關：

其中，無功功率Q為電抗器額定功率。可以看出P和δ近似成正比。

2 提高響應時間

由式（1）可以看出，可控電抗器的響應時間和抽頭比δ近似成反比關系，但并不意味著將抽頭比增加得越大越好。一方面，根據式（2），抽頭比δ的增加會引起有功損耗的增加，使電抗器的發熱加劇，影響系統穩定運行；另一方面，增加抽頭比會使晶閘管K1和K2所承受的電壓增大，需重新選用大功率的晶閘管，造成成本增加。因此，實際中一般選取δ在0.015～0.05的范圍內，可以計算出可控電抗器的響應時間約為9.5～33個工頻周期。圖2為磁閥式可控電抗器從空載到額定值的電流仿真波形圖，其中δ取0.05。從圖2可以看出，電流過渡過程約經10個周期完成，與理論分析相吻合。

但是，在某些應用中（如抑制沖擊負荷引起的電壓閃變和波動、自動調諧消弧線圈等）要求動補裝置具有很快的響應速度，要在幾個甚至1個工頻周期內達到額定工作狀態。而磁閥式可控電抗器的最快響應時間為10個工頻周期，難以達到控制要求，因此必須縮短響應時間。

3 縮短響應時間的方法

3.1 增加直流控制電壓

磁閥式可控電抗器的響應時間雖然與δ成反比，但實際上影響響應時間的直接因素是鐵芯飽和度（或鐵芯磁導率μ）達到定值的時間，即控制回路直流電流達到定值的時間。可控電抗器容量隨著磁感應強度直流分量的增減而增減，控制回路中直流電流越大，鐵芯中磁感應強度的直流分量到達定值的時間就越短，可控電抗器的響應時間就越短。而在控制回路中增加直流電流最直接的方法就是增加直流控制電壓。

3.1.1 增大抽頭比來增加直流控制電壓

顯然，磁閥式可控電抗器在空載時相當于自耦變壓器，增加抽頭比就可以增加控制電壓。當然，增加抽頭比會導致電抗器有功損耗的增加，然而通過控制晶閘管的導通時間可以有效地減少有功損耗。

U變為原來的2倍，由于磁阻增大I保持不變，積分時間由0→π變為，T不變，因此有功損耗P不變。

假設抽頭比δ變為額定值的2倍時，在晶閘管完全導通的情況下讓電抗器磁飽和度迅速達到所需飽和度，再將晶閘管的導通角由0°增大到90°，根據有功功率公式：

由此可知，在增加抽頭比的同時減少晶閘管導通的時間可以提高響應時間，也能保證有功損耗不增加，但這對電抗器的控制精度提出了更高的要求。抽頭比增加得越高，導通時間就越短，對控制精度要求就越高。

3.1.2 添加外部直流控制電壓源

在不改變抽頭比的情況下，通過添加外部直流電壓源來提高控制電壓，如在晶閘管上直接串聯電壓源，這樣外部直流電壓源和自耦控制電壓共同為控制回路提供直流控制電壓，且同開同斷，控制較為方便。但這不僅增加了外部電壓源，使結構更加復雜，而且加大的電抗器的有功損耗也需要通過減少晶閘管導通時間來減小。圖3為在2倍額定控制電壓下，磁閥式可控電抗器的響應仿真波形圖，通過和圖2比較可以看出，響應時間縮短了約4～5個工頻周期。

3.2 利用充電電容放電提高響應速度

當開關K閉合后，得出如下回路方程：

設電抗器L為線性電感，有：

可以看出，B（t）是按指數規律衰減的振蕩波，B（t）仿真波形圖如圖5所示。選擇適當的電容參數和初始電壓U0，可以調整振蕩頻率和幅值，使 B（t）在一個甚至半個工頻周期內迅速達到所需值，使電抗器迅速響應。然而由于 B（t）是振蕩衰減的，需要直流電壓源在 B（t）衰減到所需值時立即提供所需電壓來維持勵磁效果，否則B（t）將衰減至0，達不到激勵效果。

采用圖 6（a）所示的帶二極管的電路圖，可以達到持續勵磁的效果。其中U0＞＞Ey，當開關K閉合時，帶有初始電壓的電容器C對L放電，達到快速勵磁效果，當Uc衰減到所需值Ey時，二極管D1導通，D2關斷，由Ey維持勵磁。圖6（b）為在充電電容器放電的作用下磁閥式可控電抗器從空載到額定的電流仿真波形圖，此時U0≈3Ey，可見，達到額定值的時間縮短到了 2個周期左右，再進行參數調整可使響應時間進一步縮短。

但是，利用電容放電提高響應速度存在著明顯的缺點：（1）充電電容器和可控電抗器控制繞組的連接問題；（2）充電電容器的初始電壓要很大，如何充電的問題；（3）充電電容器放電只適合電抗器一開始的響應，在負載無功功率變化過程中的動態響應時間不能夠靠電容器放電來提高；（4）外加直流電源、晶閘管等使線路和控制變得更加復雜。因此，目前來看，該方法并不能應用于實際電抗器當中。

3.3 外加直流勵磁繞組

外加直流勵磁繞組即在響應時間段加入直流勵磁繞組來縮短響應時間，這和增加直流控制電壓來縮短響應時間的方法在原理上是類似的。可控電抗器的復勵式結構如圖7所示，其中，直流勵磁繞組產生的磁通可在兩鐵芯內閉合，無需第3個鐵芯構成閉合回路。直流勵磁控制系統一方面在K1和K2導通時產生相同方向的助磁，另一方面，當 K1和 K2的導通角調整時也要產生相應的助磁或去磁，要求直流勵磁控制電路能夠及時地通斷，能對勵磁程度和方向進行快速地調整和改變，這對檢測回路和控制回路都有很高的要求。此外，由于外加了直流勵磁繞組，使得電抗器的結構更加復雜。

磁閥式可控電抗器在動態無功補償領域中起到了越來越重要的作用，然而在某些需要快速無功補償的場合，磁閥式可控電抗器的響應時間是制約其應用的主要因素。本文根據影響磁閥式可控電抗器響應時間的直接因素，提出了幾種提高響應速度的方法，并通過仿真探討了這些方法的優劣性和可行性。

[1]任丕德，劉發友，周勝軍.動態無功補償技術的應用現狀[J].電網技術，2004，28（23）：81-83.

[2]KARYMOV R R，EBADIAN M.Comparison of MCR and TCR from harmonics point of view[J].Electrical Power and Energy Systems， 2007（29）：191-198.

[3]楊高，李爭光，劉金旭.基于Matlab的磁控電抗器的建模與仿真[J].湖北工業大學學報，2011，26（1）：70-73.

[4]尹忠東，劉虹，陳柏超，等.磁閥式可控電抗器的研究[J].變壓器，1998，35（7）：1-4.

[5]陳柏超，陳維賢.磁閥式可控電抗器的數學模型及特性[J].武漢水利電力大學學報，1995，28（3）：294-298.

[6]陳柏超.新型可控飽和電抗器的理論及應用[M].武漢：武漢水利電力大學出版社，1999.