獨立控制組合Boost直流變換器型高頻環節逆變器

陳艷慧，陳道煉

（福州大學電力電子與電力傳動研究所，福建 福州350108）

0 引 言

對直流變換器型高頻環節逆變器的研究主要集中在兩級級聯單向直流變換器型［1］、準單級單向高頻脈沖直流環節Buck型［2］、準單級單向／雙向直流變換器型［3，4］高頻環節逆變器。而輸入側并聯、輸出側反向串聯構成的組合式直流變換器型高頻環節逆變器，是近年來研究探索的課題。

本文對組合Boost直流變換器型高頻環節逆變器的電路結構與拓撲、電壓瞬時值反饋獨立控制策略、穩態原理等進行了深入研究，并給出了關鍵電路參數設計準則和仿真結果。

1 電路結構與拓撲

組合Boost直流變換器型高頻環節逆變器電路結構與拓撲實例，如圖1所示。該電路結構是由兩個相同的隔離雙向Boost型直流變換器輸入側并聯、輸出側反向串聯構成，其單端式拓撲實例如圖1（b）所示。其中N13、N23分別為變壓器T1和T2的磁復位繞組，D1和D2為磁復位二極管。

2 控制策略

組合Boost直流變換器型高頻環節逆變器采用電壓瞬時值反饋獨立控制策略，如圖2所示。將誤差電壓ue1、ue2與同一單極性三角載波信號比較生成的信號通過邏輯電路控制各功率開關；兩個直流變換器的占空比D1、D2分別為S11和S21的占空比，兩者相互獨立，無固定關系。

3 穩態原理特性

兩個直流變換器均為雙向功率流，工作在電感電流連續模式。理想情況下，忽略線路雜散電阻、功率開關導通電阻、變壓器漏感等，直流變換器 在D1Ts和（1－D1）Ts期間的等效電路如圖3所示。

圖3（a）中所示等效電路的狀態方程為

圖3（b）所示等效電路的狀態方程為

式（1）、式（2）乘以D1加上式（3）、式（4）乘以（1－D1），令d iL1／d t＝0、d uo1／d t＝0，可得狀態變量的穩態值為

圖1 組合Boost直流變換器型高頻環節逆變器電路結構與拓撲實例

圖2 獨立控制框圖及原理波形

圖3 直流變換器I在高頻開關內的等效電路

同理可得直流變換器II各狀態變量的穩態值為

由式（7）、式（8）可得一個開關周期內輸出電壓的穩態值為

由式（6）、式（8）可知，IL1和IL2符號相反，一個直流變換器正向傳遞能量時，另一個直流變換器反向回饋能量。

4 關鍵電路參數設計

設計思路：先確定高頻變壓器的匝比，再確定輸出濾波電容電壓的直流分量Udc、不同輸入電壓下占空比變化范圍，最后得到磁復位繞組的匝數。

4.1 高頻變壓器匝比

取高頻變壓器的匝比N2／N1＝2.5。

4.2 輸出濾波電容電壓直流分量U dc

輸出濾波電容Cf1上電壓為

式中，Uo，rms為輸出電壓有效值。由式（10）得

這里取Udc＝170 V。

4.3 磁復位繞組匝數N 3

由式（10）可得不同輸入電壓下占空比變化范圍為

磁復位繞組N3／N1≤D1min，這里取N3／N1＝D1min。

4.4 功率開關電壓應力

功率開關電壓應力為：

4.5 功率開關電流應力

組合Boost直流變換器型高頻環節逆變器儲能電感L1，電流峰值IL1p及功率開關在一個高頻開關周期內的最大有效值分別為：

4.6 儲能電感

儲能電感上最大電流紋波為

可得

4.7 有源箝位電路

采用有源箝位電路抑制功率開關S11、S21漏源兩端的電壓尖峰。有源箝位電容CC1、CC2分別為

5 仿真分析

設計實例：輸入電壓Ui＝18～32 VDC，輸出電壓Uo＝115 V，400 Hz AC，額定容量S＝250 VA，負載功率因數－0.75～1～0.75，開關頻率fs＝50 k Hz，變壓器匝 比 N2／N1＝2.5，N3／N1＝0.15，耦 合 系 數0.9999，儲能電感L1＝L2＝20μH，輸出濾波電容Cf1＝Cf2＝20μF，有源箝位電容CC1＝CC2＝2.2μF。

逆變器在額定輸入電壓27 V、阻性滿載時的穩態仿真波形，如圖4所示。仿真結果表明：（1）儲能電感電流iL1、iL2符號相反，也即其中一個直流變換器正向傳遞能量時，另一個直流變換器反向回饋能量；（2）輸出濾波電容電壓uo1、uo2為具有相同直流分量、相位相差180o的低頻脈動直流電壓；（3）輸出電壓為115 V，400 Hz正弦電壓。

6 結束語

本文深入研究了組合Boost直流變換器型高頻環節逆變器的電壓瞬時值反饋獨立控制策略、穩態原理特性和關鍵電路參數設計，仿真結果證實了這類逆變器獨立控制策略理論分析的正確性和可行性。

圖4 組合Boost直流變換器型高頻環節逆變器仿真波形（U i＝27 V，R L＝52Ω）

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