基于dsPIC30F3010的無刷直流電動機控制系統設計

郎寶華，閔喜艷，張 婧

（西安工業大學 電子信息工程學院，陜西 西安 710032）

無刷直流電動機（BLDCM）是隨著電力電子技術的迅速發展而發展起來的一種新型電動機，具有可靠性高，易維護等一系列優點，在家用電器和工業生產領域中得到了廣泛的應用[1]。就其基本結構而言，無刷直流電動機可以認為是一個由電機本體、轉子位置檢測電路以及電子開關電路三者共同組成的“電動系統”。

無刷直流電動機電子開關線路是用來控制電動機定子上各相繞組通電的順序和時間的，主要由功率邏輯開關單元和位置傳感器信號處理單元兩個部分組成。功率邏輯開關單元是控制電路的核心，其功能是將電源的功率以一定邏輯關系分配給無刷直流電動機定子上各相繞組，以便使電動機產生持續不斷的轉矩。而各相繞組導通的順序和時間主要取決于來自轉子位置檢測電路的轉子位置信號。但轉子位置檢測電路所產生的信號一般不能直接用來控制功率邏輯開關單元，往往需要經過一定邏輯處理（功率放大）后才能去控制邏輯開關單元。

無刷直流電機的無位置傳感器控制的難點在于轉子位置信號的檢測。國內外研究人員提出了諸多方法，典型的方法有：反電動勢法、三次諧波檢測法、電感檢測法和擴展卡爾曼濾波法等[2]。三次諧波檢測法在高速時能夠準確快速地估計轉子位置，但是當電機的轉速低于某個值時，檢測到的三次諧波嚴重畸變，不能準確估計轉子的位置。電感檢測法需要對繞組電感進行不斷的實時檢測，實現難度較大。擴展卡爾曼濾波器法計算繁瑣，對微機性能要求較高，實現較麻煩。反電動勢過零點檢測法通過檢測各相反電動勢的過零點，延遲30°電角度，獲得相應的換相時刻，該方法雖然存在低速時難以得到有效的轉子位置信號，由RC濾波電路引起的過零點相移等缺點，但該方法是目前技術最成熟，實現最簡單，應用最廣泛的轉子位置檢測方法。

普遍采用的控制方案為基于DSP的控制和基于專用集成電路的控制等，受芯片功能、速度和結構的限制，硬件設計中往往需要較多的外圍電路，導致裝置的整體集成度不高，硬件開發相對復雜。本文采用反電動勢過零點檢測方法，設計了基于dsPIC30F3010芯片的無刷直流電機無位置傳感器控制系統，將高性能16位單片機的控制特點和DSP高速運算的優點相結合，為嵌入式系統設計提供了合適的單芯片、單指令流的解決方案，其結構簡單，運行性能良好[3]。

1 系統硬件設計

本無刷直流電動機無位置傳感器控制系統的硬件以美國微芯公司（Microchip）生產的數字信號控制器dsPIC30F30l0為核心控制器。dsPIC30F3010具有6路10位A/D、專門針對電機設計的6路PWM模塊、5路16位定時器、24 kB Flash程序存儲器以及1 kB RAM。dsPIC30F系列器件采用功能強大的16位架構，無縫集成了單片機（MCU）的控制功能和數字信號處理器的計算能力。因此是以高速、重復計算和控制為基礎的應用的理想選擇[4]。

1.1 系統硬件總體設計

系統硬件電路由主電路、驅動電路、過零點檢測電路、采樣電路、各種保護電路組成。dsPIC30F3010控制器首先通過反電動勢檢測法獲得轉子的位置信號，并根據轉子的位置發出相應的控制字來改變PWM信號的當前值，從而改變直流電動機驅動電路中功率管的導通順序，實現對電動機轉速的控制。然后系統根據轉子的位置和間隔時間測出電機轉速。將檢測到的各相的電流轉換成電壓信號降壓后輸入到DSC的A/D轉換器，其值與經速度調節后產生的電流參考值比較，形成PWM占空比的控制量，來改變直流無刷電機電樞電流，從而達到控制電機轉速的目的。控制系統中采用全橋PWM調節方式，通過改變PWM控制脈沖的占空比來調節輸入無刷直流電機的平均直流電壓，以達到調速的目的。整個系統硬件框圖如圖1所示。

1.2 dsPIC30F3010外圍電路的設計

圖2為控制芯片dsPIC30F3010及其外圍電路圖。圖中上接的是復位電路，S1是復位按鈕，通過上拉電阻R2，這樣VPP/MCLR引腳可置低電平來復位PIC單片機；S2為啟停按鈕，控制電機啟停；SW1為調試/編程開關，閉合SW1即可切換到MPLAB ICD時鐘線和數據線進行編程；HA，HB，HC為三相電壓反饋；VBUS、IMOTOR接口分別是電機母線電壓與電流的輸入接口；在電路上通過一個可調電阻串一個電阻到地的方式，作為給定轉速的設置。其中所串的小電阻，讓AD無法讀到0這么低的值，規避了給定轉速下限的問題。用RB3/AN3、RB4/AN4、RB5/AN5實現電機端電壓檢測，得到反電動勢過零點。PWM1L/PWM1H、PWM2L/PWM2H、PWM3L/PWM3H分別是A、B、C三相逆變橋電路上、下橋臂開關信號接口，采用PWM模塊控制6個MOSFET通斷，實現換相。

圖1 控制系統硬件框圖Fig.1 Hardware chart of the control system

1.3 逆變及其驅動電路的設計

逆變及驅動電路如圖3所示。主電路采用三相橋式逆變電路，由控制部分產生六路的PWM脈沖，分別送到三片IR2101的2、3管腳，經 IR2101內部處理產生兩個驅動信號驅動一個橋臂的兩個功率MOS管。C15是自舉電容，為上橋臂功率管驅動的懸浮電源存儲能量，D1的作用防止上橋臂導通時的直流母線電壓到IR2101的電源上而使器件損壞，因此應有足夠的反向耐壓，當然由于D1與C15串聯，為了滿足主電路功率管開關頻率的要求，D1應選快速恢復二極管，而且自舉電容容量取決于被驅動功率器件的開關頻率、占空比以及充電回路電阻，必須保證電容充電到足夠的電壓。在本電路中，自舉電容選的是 2.2 μF 的電解電容。 R30、R31、R32和R33作為限流電阻，防止驅動信號電流過大，損壞器件。

圖2 控制芯片及其外圍電路Fig.2 Control chip and its peripheral circuit

圖3中僅為聯接電動機A相繞組橋臂的驅動電路。同理，聯接另外兩相繞組的橋臂驅動電路類似。

圖3 逆變及其驅動電路Fig.3 Inverter and the MOSFET driver circuit

1.4 反電動勢檢測電路的設計

無刷直流電動機穩態運行時，忽略電機電樞反應，通過檢測關斷相反電動勢的過零點來獲得永磁轉子的關鍵位置信號，從而可以控制繞組電流的切換，實現電機的運轉[5]。

由無刷直流電機結構知，反電動勢過零點與轉子位置有對應關系，通過對定子繞組上反電動勢的檢測得到過零點，就可以得到轉子位置信息。在PWM導通期間，懸空繞組的端電壓等于反電勢與1/2電源電壓的疊加，檢測處于不通電相繞組的端電壓，其值等于電源電壓的一半時為反電動勢過零點信號[6]。如果能夠準確地檢測到反電勢的過零點信號，即可判斷出轉子的位置，經過π/6電弧度延時處理后，可確定出換相時刻，再根據功率管的導通順序觸發相應的功率管以實現無刷直流電機的換相，保證電機按固定的方向連續旋轉。

假設速度大于零，則每個電周期中某相的BEMF為零的位置只有兩個，如圖4所示，通過過零點時BEMF的斜率來區分這些位置。每一段對應電周期中的一個60°部分（共有6個相等的60°部分）。換相發生在每一段的邊界處，因此需要檢測段的邊界。BEMF過零點和需要換相的位置之間有30°的偏移，必須對其進行補償，以確保電機平穩高效運轉。

圖4 三相繞組的反電動勢波形Fig.4 Back-EMF curve of three-phase winding

三相反電動勢檢測電路圖如圖5所示。圖中畫出了3個檢測通道，分別是U、V、W三相反電動勢的檢測，其電路原理其實是簡單的電阻分壓網絡，主要是為了將較高的信號電壓降低，滿足單片機AD轉換輸入要求。3相電壓經過22 kΩ與 2.4 Ω電阻的分壓后，再經過300 Ω電阻進入AN3，AN4，AN5這3個AD管腳， 用AN3、AN4、AN5實現電機端電壓檢測，得到反電動勢過零點。在PWM開通期間，檢測處于不通電相繞組的端電壓，其值等于電源電壓的一半時為反電動勢過零點信號。

圖5 三相反電動勢檢測電路Fig.5 Three Phase BEMF detective circuit

1.5 電流采樣與過流保護電路

電流采樣與過流保護電路如圖6所示。為了獲得電機的電流反饋信息，在DC母線負電壓與地之間連接了一個低阻值的電流檢測電阻（25 mΩ）。由此電阻產生的電壓被一個外部運放 （MCP6002）放大并反饋到 ADC輸入（RB1）。

圖6 電流采樣與過流保護電路Fig.6 Current sampling and over voltage protection circuit

dsPIC30/33的電機控制系列MCU，都有一個FLTA腳，當得到低電平輸出時，可以關斷PWM的有效輸出，使之成為無效。這是一個硬件處理的機制，因此可以快速處理故障事件，以實現安全操作。通過與電流反饋電路相連接的比較器電路（U6）可以獲得故障輸入信號，且比較器門限值可通過電位器POT2進行調節。

2 系統軟件設計

軟件設計包括DSC事件管理器初始化程序、電機起動程序、換相子程序、中斷服務程序、速度環和電流環的控制程序等。主要實現了電機的開環啟動、過零檢測、換相、以及轉速和電流閉環控制等。軟件設計是在Microchip公司的集成開發環境MPLAB IDE中完成的，控制程序用C30語言編寫。

主程序是一個死循環結構，用來完成dsPIC30F3010初始化、看門狗程序和中速事件處理程序。軟件結構是以主程序為主，通過函數調用和全局變量與子程序進行參數傳遞。中速事件處理程序每10 ms循環一次，包括電機啟動、速度控制、電流A/D轉換及循環調用中斷服務子程序等，是整個系統最重要的程序。主程序流程，中速事件處理程序流程分別如圖7、8所示。

軟件設計需注意以下4個問題:1）使用電機控制PWM模塊的特殊事件觸發器來啟動A/D信號轉換，可以使A/D轉換與PWM時基同步。2）應舍棄換相后的最初幾個反電勢采樣點，這樣很容易避開相繞組的去磁問題，因為換相后繞組電流不會立即為零，要經過一個續流過程下降為零。3）不對端電壓波形用硬件進行明顯濾波，而是由軟件根據PWM波形仔細地選取信號采樣點，可排除互耦PWM開關噪聲和不連續電流問題。4）使用QEI計數器記錄連續監測到兩個端電壓過零點的時間，除以2即為30°電角度的時間，把此時間裝載到定時器2中，定時器2經過30°電角度時間觸發中斷，調用換相子程序進行電子換相。

圖7 主程序流程圖Fig.7 Flow chart of the main Program

圖8 中速事件處理程序流程圖Fig.8 Flow chart of medium_event_handler

3 實驗結果

以42BLF02型24 V，52 W，最大電流 9.4 A，額定轉速為4 000 rpm的三相八極無刷直流電機為實驗對象，采用轉速、電流雙閉環調節方式。實驗平臺以及電機穩定運行時其中兩相端電壓波形分別如圖9、10所示。

在硬件和軟件分別調試成功后，基于dsPIC30F3010芯片的無位置傳感器控制系統能夠控制電機順利起動，并且很好地實現了實驗電機的正確換相，保證了無刷直流電機正常運行。整套方案是切實可行的，試驗結果也是比較理想的。

圖9 實驗平臺Fig.9 Experimental platform

圖10 端電壓波形Fig.10 Terminal voltage curve

電機正常運行時端電壓波形如圖10所示，從圖中可以看出端電壓波形是較好的梯形波，與理論上的端電壓波形一致。在箭頭所指的60°電角度區間，該相繞組處于懸空狀態，而另兩相繞組處于工作狀態。由理論分析可知，在相不導通時，相端電勢等于相反電動勢與1/2電源電壓的疊加，從圖中可以看出，在相不導通時，反電動勢過零出現在相不導通時的中間位置，且有12 V的偏移量，與理論分析完全相同。

4 結 論

本系統在無刷直流電機無位置傳感器控制系統的軟硬件方面都采取了簡約的設計方案。通過實驗證明，采用上述控制技術，電機系統起動平穩，無振動和失步現象。與采用單片機的同類系統相比，DSC控制系統能夠達到相當的功能與控制精度，而成本更低，簡化了硬件的設計，是無刷直流電動機控制器的理想選擇。

[1]張琛.直流無刷電動機原理及應用[M].北京:機械工業出版社，2001.

[2]吳筱輝，程小化，劉杰.反電勢法檢測轉子位置的無刷直流電機起動方法[J].微電機，2005，38（4）:79-81.

WU Xiao-hui，CHENG Xiao-hua，LIU Jie.Brushless DC motor starting technique with BEMF method of detecting the rotor position[J].Small Electrical Machines，2005，38（4）:79-81.

[3]何禮高.dsPIC30F電機與電源系列數字信號控制器原理與應用[M].北京:北京航空航天大學出版社，2007.

[4]微芯科技公司.dsPIC30F3010數字信號控制器數據手冊[EB/OL]（2006）.http://www.soiseek.cn/MICROCHIP/DSPIC30F 3010/3.htm.

[5]張陶，王毓順，李學華.基于DSPIC的無刷直流電機閉環控制系統設計及軟硬件實現 [J].計算機技術，2007，7（17）:1671-1819.

ZHANG Tao，WANG Yu-shun，LI Xue-hua.Realization of closed loop control system for sensorless brushless DC motor and the hardware and software Based on DSPIC[J].Computer Technology，2007，7（17）:1671-1819.

[6]Microchip Technology Inc.Sensorless BLDC Motor Control Using dsPIC30F2010[S].Microchip，2004.