單一直流電源供電七電平級聯逆變器的研究

陳元娣 林 潔 劉滌塵 朱忠尼

（1.武漢大學電氣工程學院 武漢 430072 2.空軍雷達學院 武漢 430019）

1 引言

采用多電平逆變器是實現高壓大容量電能變換的有效途徑，多電平逆變器拓撲及控制策略已成為研究的熱點。與傳統的二電平逆變器相比，多電平逆變器具有使用低壓器件實現高電壓等級輸出，輸出電壓的 dv/dt小、波形質量好等優點[1-2]。目前研究較多的主電路拓撲主要有二極管鉗位式多電平逆變器、飛跨電容式多電平逆變器和級聯型多電平逆變器[3-7]。其中，級聯型多電平逆變器不僅具有其他多電平逆變器的共有優點，而且實現輸出相同電平數所需器件最少，不存在直流側電容不均壓等問題，可靠性高，是高電壓輸出逆變器的首選拓撲結構[8-9]。但級聯逆變器的每一個 2H單元都需要一個獨立的直流電源，輸出電平數越多，需要的獨立直流電源數也越多，這將導致電路結構復雜，故障檢測和判斷困難。在有些場合下，比如光伏并網發電，不允許電網向直流電源，即太陽能極板回饋電能，如果使用級聯逆變器，需要采取一定的控制措施。

文獻[10-11]中提出了一種應用于電機驅動的由兩個2H橋構成的級聯逆變器，只需一個直流電源，另一個電源為電容，通過檢測電容電壓及逆變器輸出電流的方向來控制電容充放電，使電容電壓為直流電源電壓的一半。同時采用消諧波法來計算級聯逆變器輸出階梯波的觸發角，這種計算的基礎是電容電壓嚴格保持為電源電壓的一半，實際電容電壓是波動的，因此，輸出電壓仍然有一定含量的低次諧波。本文提出了一種控制相對簡單、不同開關模式的單一直流電源供電的七電平階梯波輸出的級聯逆變器，階梯波觸發角的計算無需電容電壓嚴格保持為電源電壓的一半。文中闡述了七電平級聯逆變器的基本工作原理，通過理論分析和仿真結果，提出了這種級聯逆變器的控制方法，最后通過實驗結果驗證了分析的正確性。結果表明，這種級聯逆變器不但控制簡單，能輸出很好的電壓波形，還可以減少直流電源數，提高直流電源的利用率。

2 新型級聯多電平逆變器結構

2.1 新型2H橋級聯逆變器的電路拓撲

圖1是單相2H橋逆變電路，假設逆變器采用單極性SPWM控制，感性負載電流i和電壓LV的方向如圖1所示。

圖1 單相2H橋逆變電路Fig.1 Single-phase 2H-bridge

設 S1與 S2、S3與 S4是兩對互補的開關對，在負載電流 i的正半周，若導通 S3與 S2，負載電壓VL=Vdc，直流電源Vdc對負載輸出電能；若導通S4、S2或S3、S1，負載電壓VL=0，直流源不輸出電能；若導通 S4、S1，負載電壓 VL=-Vdc，負載向直流源回饋電能。在負載電流i的負半周，若導通S1、S4，負載電壓 VL=-Vdc，直流源輸出電能；若導通 S4、S2或S3、S1，負載電壓VL=0，直流源不輸出電能；若導通S3、S2，負載電壓VL=Vdc，負載向直流源回饋電能；綜上，負載電壓 VL=0時，直流源不輸出電能；當負載向直流源回饋電能時，直流源吸收電能，因此，直流源的利用率比較低。

如果采取一定的措施，當負載電壓為零時，使單相 2H橋直流源的一部分電能轉移到其他儲能元件中儲存起來，當負載回饋電能時，把被直流源吸收的電能的全部或大部分也轉移到儲能元件中存儲起來，而在需要對負載輸出更多電能時，將這些存儲起來的電能同直流源一起對負載輸出，這樣就可以提高直流源的利用率，同時可減少像光伏這樣的新能源發電場合所需串聯的太陽能極板數，這就是新型級聯逆變器的工作原理。

圖2是改進后的級聯逆變器應用于光伏并網發電的電路拓撲，負載端接入電網，圖中的電容C就是用于儲存電能的儲能元件。把S1～S4組成的逆變器定義為主逆變器，S5～S8組成的逆變器稱為附加逆變器。

圖2 新型2H橋級聯逆變器的電路拓撲Fig.2 Topology of new 2H-bridge cascaded inverter

2.2 級聯方式分析

2.2.1 工作模式

設 i(t)與 ugrid(t)相位相同，則 uAB(t)超前 ugrid(t)一個角度φ，電壓、電流的矢量關系如圖3所示。

圖3 電壓、電流的矢量關系圖Fig.3 The vector diagram of the voltage and the current

設 Ugrid=Ugrid∠0°，I=I∠0°，UAB=UAB∠φ，則有

式中，ω為電網電壓角頻率。

級聯 2H橋單元間直流電壓的不同比值，其級聯的電平數是不相同的。單元間電壓比值為 1∶2這種級聯方式應用較多。變換器 1（主逆變器）和變換器2（附加逆變器）有如下兩種常規工作方式。

圖4 七臺階級聯方式Fig.4 Seven-step cascaded mode

（2）五臺階級聯方式。五臺階級聯工作方式如圖5所示。整個周期由 -V、-V、0、V、V

dcdc dcdc五個臺階組成，在θ1～φ期間，附加逆變器電容處于充電狀態，φ～θ2和π-θ2～π- θ1期間電容器處于放電狀態，在θ2～π- θ2期間，電容器既不充電也不放電，負半周工作過程與正半周類似。這種級聯方式的優點是：通過適當的控制附加逆變器電容的充、放電角度，可以達到V=V的目的。它的缺點是：

C dc臺階數太少，波形的紋波太大。

圖5 五臺階級聯方式Fig.5 Five-step cascaded mode

2.2.2 一種新的級聯方式

根據以上分析，兩種常規的級聯方式都存在一些不足。本文提出一種新的級聯方式。它既可以實現兩個 2H橋級聯后輸出七電平的效果，又可以實現電容電壓平衡控制。

（1）新的級聯逆變器的工作方式如圖6所示。由于u2波形不對稱，故將這種工作方式稱為不對稱工作方式。根據圖 6中θ1-θ2大于或小于φ，電路有兩種工作模式，圖6a是φ＜θ2-θ1方式，圖6b是φ＞θ2-θ1工作方式。

（2）φ＜θ2-θ1級聯方式的工作過程分析如下。

（a）[0°，θ1]區間，根據圖6a中uS與i的關系，圖 2中 S1、S3和 S5、S7導通。等效電路如圖 7a所示，電容器C與直流電源Vdc既不充電也不放電。

（b）[θ1，φ]區間，S1、S3和 S5、S8導通。等效電路如圖7b所示，電流i對電容器C充電。

圖6 不對稱級聯方式Fig.6 Asymmetrical cascaded mode

（c）[φ，θ2]區間，S1、S3和 S5、S8導通。等效電路如圖7c所示，電容器C放電。

（d）[θ2，θ3]區間，S1、S4和 S5、S7導通。等效電路如圖7d所示，電容器C既不充電也不放電，直流電源Vdc放電。

圖 7 φ＜θ2-θ1時電路工作模式Fig.7 The circuit operating modes when φ＜θ2-θ1

（e）[θ3，π- θ3]區間，S1、S4和 S5、S8導通。等效電路如圖7e所示，電容器C和電源Vdc放電。

（f）[π- θ3，π- θ2]區間，同[θ2，θ3]區間，電容器C既不充電也不放電，直流電源Vdc放電。

（g）[π- θ2，π- θ1]區間，同[φ，θ2]區間，電容器C充電，直流電源Vdc放電。

（h）[π- θ1，π]區間，同[0°，θ1]區間。

下半周期電路工作過程與上半周期相類似，在此不再贅述。

設電流I=Imsin(ωt-φ)，電容器C在一個工作周期內充放電應保持平衡，設電容器C兩端電壓為Vdc/2，可以得到

（3）φ＞θ2-θ1級聯方式的工作過程分析如下。

（a）[0°,θ1]區間，根據圖 6b 中 uS與 i的關系，圖 2中 S1、S3和 S5、S7導通。電容器 C與直流電源Vdc既不充電也不放電。

（b）[θ1，θ2]區間，S1、S3和 S5、S8導通。電流i對電容器C充電。

（c）[θ2，φ]區間，S1、S4和 S5、S7導通。電容器C既不充電也不放電。

（d）[φ，θ3]區間，S1、S4和 S5、S7導通。電容器C既不充電也不放電，直流電源Vdc放電。

（e）[θ3，π-θ3]區間，S1、S4和S5、S8導通。電容器C和電源Vdc放電。

（f）[π-θ3，π-θ2]區間，S1、S4和 S5、S7導通。電容器C既不充電也不放電，直流電源Vdc放電。

（g）[π-θ2，π-θ1]區間，S1、S4和 S6、S7導通。電容器C充電，直流電源Vdc放電。

（h）[π-θ1，π]區間，同[0°，θ1]區間。

下半周期電路工作過程與上半周期相類似，在此不再贅述。

同樣，可推得電容器C在一個工作周期內充放電應保持平衡，也滿足式（2）。

（4）對兩種工作模式進行分析，由前面分析可以看出，當φ大時，充電能量較大，充電能量的控制可通過調節θ1，θ2或θ3來實現。由式（1）可知，在Ugrid、ωL一定的情況下，φ 與注入電網電流i大小有關，大電流注入時，充電能量較大，φ 較小時，充電能量小于φ 較大時的充電能量，為了平衡充放電能量，滿足式（2）的要求，也需要通過調節θ1，θ或θ實現電容電壓V=V的目的。23C dc

上述兩種模式在實際工作情況中可能存在，即都需要調節θ1，θ2或θ3。對于階梯波合成的輸出電壓 uAB，調節θi（i=1，2，3）都會影響輸出波形的諧波，下面分析調節θi（i=1，2，3）對輸出波形的影響，最后確定合適的調節參數。

（5）θi（i=1，2，3）對輸出諧波的影響分析如下。根據文獻[12]提出來的算法，可以求得標準角度為θ1=10°，θ2=30°，θ3=60°。分別改變θ1，θ2和θ3，可得到輸出電壓uAB的諧波數據，見表1～表4。

表1 增加2°諧波百分比Tab.1 Harmonic wave percentage when increased by 2°

表2 減小2°諧波百分比Tab.2 Harmonic wave percentage when decreased by 2°

表3 增加4°諧波百分比Tab.3 Harmonic wave percentage when increased by 4°

表4 減小4°諧波百分比Tab.4 Harmonic wave percentage when decreased by 4°

從表 1～表 4可以看出，單獨改變θ1，θ2或θ3對諧波影響差別不是太大，但θ3對電容器的充、放電影響更大一些，因此，通過改變θ3來達到電容器充、放電平衡更合適一些。

（6）根據上面的分析，采用如圖8中所示方法控制，控制器通過Vdc和電容電壓VC得到最佳控制角θi（i=1，2，3），外環電容電壓通過反饋與參考電壓Vdc/2比較后再通過調節器改變θ3，達到將電容電壓穩定在Vdc/2處的目的。

圖8 控制框圖Fig.8 The control block diagram

3 新型級聯逆變器在光伏并網系統中的應用

為了驗證本文提出來的級聯逆變器及其控制方法的正確性，搭建了一種太陽能光伏發電級聯逆變器并網系統進行了實驗，系統結構如圖9所示。圖中，僅給出單相系統結構圖。

圖9中，前兩個2H橋單元按照本文提出來的控制方法產生七電平階梯波，第三個 2H橋單元采取電流滯環跟蹤控制，兩部分疊加在一起形成輸出電壓。太陽能光伏電池板電壓通過 DC-DC變換器后進行電壓升壓，同時在這一級中完成最大功率點跟蹤（Maximum Power Point Tracking，MPPT）。系統以TMS320LF2407 DSP為核心控制器，控制中鎖相環電路使并網電流 i與電網電壓 ugrid同相位，通過鎖相環電路給出的參考基準，DSP按照圖8所示控制方法，計算出并實時調節導通脈沖。第三個2H橋單元通過MPPT算法以后得到并網的預置電流，該電流與電網的基波相乘后作為并網電流的參考值，該電流和入網電流 i比較的誤差信號通過滯環跟蹤控制后產生S9～S12控制信號。

圖9 級聯逆變器并網系統結構圖Fig.9 Structure of cascaded grid-connected inverter

實驗條件如下：電網電壓為 220V；濾波電感5mH；儲能電容為 5600μF/400V；第一個 2H橋單元太陽能極板電壓經 DC-DC變換后輸出電壓在160V左右變化，在額定光照強度和環境溫度下，通過太陽能極板的配置，第三個 2H橋單元輸入直流電壓為 160V左右；第三單元器件開關頻率為20kHz。圖10a為逆變器輸出電流與電網電壓波形，輸出電流與電網電壓同相；圖10b為儲能電容C兩端電壓波形，電壓在80V上下波動，說明對電容器的充放電控制是有效的；圖10c為第三單元與新型級聯逆變器輸出電壓波形，圖中，u1為新型級聯逆變器輸出電壓波形，可見，在一個周期內，共有七個電平，分別為：80V、160V、240V、0V、-80V、-160V、-240V；圖4d為第三單元與逆變器總的輸出電壓波形，u1為逆變器總的輸出電壓波形，逆變器總的輸出電壓波形的主體是七電平階梯波，階梯波中夾雜的高頻是第三單元的控制疊加的效果。

圖10 實驗波形Fig.10 Experimental waveforms

4 結論

本文提出了一種以電容器作為儲能元件的單一直流電源供電的級聯逆變器拓撲結構，分析了電路的兩種工作模式，提出了保持電容器充放電能量平衡的控制方法，最后通過實驗，取得了滿意的結果，與理論分析一致。分析表明這種控制方式的級聯逆變器僅需要一個直流電源，可形成七電平輸出，同時又可提高直流源的利用率，可適用于像光伏這樣的新能源發電場合。

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