GaAs MMIC 設計及其可靠性研究

陳志勇

（南京電子器件研究所，南京 210016）

1 引言

微波器件作為微波通信設備的重要部件，其性能優劣在很大程度上影響著通信質量，其可靠性研究和設計也越來越受關注。研究發現在微波毫米波單片電路工作中有源器件失效起主導作用，因此研究有源器件的平均失效前壽命相當有針對性。通過對MMIC中有源器件的MTTF研究，希望從中找出影響其失效時間的主導因素，從而能從工藝方面指導提高器件和電路的工作壽命。由于GaAs PHEMT管高電子遷移率，以及其在高頻的優越性能和高功率的特點，使其應用越來越廣泛，對于PHEMT的研究也備受重視。由于PHEMT管的各項參數比普通的MESFET更加敏感，工作條件下的性能退化受各種電應力的影響更顯著，這些退化均會對器件的失效時間產生影響，研究PHEMT管的失效機理和時間顯得越來越迫切，尤其對單片中的集成管芯研究更是迫在眉睫。目前大部分對MMIC的老化都是在直流條件下，但是如果要做微波參數的相關評價，單用管芯是不夠的，因此設計了一塊單級功耗可調的功率放大器，保證有效地輸入微波信號以及防止震蕩，單級是為了保證失效部位集中便于分析，功耗可調是為了方便壽命加速試驗應力恒定而設計。本文在可靠性方面暫時只做直流壽命的評價。

2 砷化鎵0.25μm PHEMT及MMIC技術

圖1是PHEMT的結構示意圖，具體制作方法為：首先在半絕緣襯底上用MBE或MOCVD生長GaAs層500nm，用作緩沖層，然后在其上生長一層不摻雜的InGaAs層作為器件的溝道，接著生長一層不摻雜的AlGaAs層，厚度約為4nm左右，作為阻擋層，在其上再生長一層n-AlGaAs層，用Si摻雜1×1018/cm3，厚度為30nm，最后生長Si摻雜濃度在3×1018/cm3的n-GaAs層40nm。在n-GaAs層上挖槽直到n-AlGaAs層，在槽上制作0.25μm的T型柵，用AlTi/Au材料。然后蒸發AlGe/Au形成源漏歐姆電極。為改善歐姆接觸的質量，歐姆電極做在n-GaAs層上，而不做在n-AlGaAs層上[2]。

圖1 GaAs PHEMT結構示意圖[1]

有源層（N型GaAs摻雜工藝）形成包括外延沉積和離子注入兩種方式，介質層一般用等離子體沉積，歐姆接觸是蒸發的，TaN電阻是濺射形成的，連接線是先蒸發再電鍍的，平板印刷用在柵極形成，還大量應用了金屬剝離工藝。

3 單級功率放大器設計

本文采用的模型為PPH25X功率管模型，管芯為80μm 10根，共0.8mm，采用4只管芯并聯成3.2mm管芯，其中各管芯源端通過接地孔接地，各柵極和漏極分別通過微帶線相連，如圖2所示，由于工藝需要，在各管芯漏與漏之間加了5Ω的摻雜注入電阻。

圖3所示為該PHEMT管合適的小信號等效電路。這里外部元件Rg、Lg、Rd、Rs和Ls是柵極、源、漏極的體和歐姆電阻、引線電感。Cgp和Cdp是柵源焊盤電容。電容Cdsd和電阻Rdsd模擬由于器件溝道的捕獲效應引起的MESFET和HEMT管I-V特性的色散，它會引起在高頻時直流測量和S參數測量之間的偏移。溝道充電電阻Rgs，反饋柵漏電容Cgd，輸出電導Gds，漏源電容Cds和跨導gm描述管芯本征模型。柵源電容Cgs和柵漏電容Cgd代表電荷耗盡區，是非線性函數。

圖2 并聯管芯示意圖

圖3 PHMET管芯小信號模型[4]

而大信號模型的各項參數是采用實際load-pull負載牽引得出的值，已經包含在模型之中，做電路設計時只需要對模型做負載牽引仿真就可以得出最佳負載阻抗值。為了方便后面可靠性的研究，結合現有的實驗條件和X波段的用途，特意設定了以下設計目標：工作頻率為8.5GHz～10.5GHz，輸入功率24.8dBm，輸出功率大于32.5dBm，輸入駐波VSWR≤2.0，線性增益8dB。這里設計單級功放的主要流程為偏置以及穩定網絡、輸出匹配網絡、輸入匹配網絡三部分的實現：首先，對并聯管芯做直流參數的掃描，確定其靜態工作點為Vds=8V，Vgs=-0.5V，Ids=0.35mA，然后給予管芯如圖4、圖5的偏置網絡。

圖4 柵偏置點網絡

圖5 源偏置點網絡

圖中電感和電容主要防止微波信號進入直流電源，各電壓設置成靜態工作點的電壓即可。將該偏置網絡加在管芯上仿真，發現電路k1不穩定，但不穩定區域主要在低頻端，所以在柵與輸入匹配之間加入了一個電阻與電感的并聯，提高電路的穩定性，得到的電路圖如圖6所示，為了仿真順利進行，有必要在momentum里設置工藝參數為：介質層lay1（砷化鎵介質）：80μm，εr=12.9；lay2：0.3μm，εr=6.8；lay3（電容介質）：0.22μm，εr=6.8；互聯層：lay2與lay3之間diel為1.2μm，電阻率為20mΩ/□，bond層為TaN，厚度0.1μm，電阻率為25Ω/□，lay3和lay4之間為微帶線層，厚度3.3μm，電阻率為金的電阻率，取8mΩ/□。Lay3上有通孔作為接地連接。以上參數設置完成，做聯合仿真就可以得到準確的結果。

圖6 加穩定和偏置網絡的電路圖

為了讓功率管得到最大輸出功率，在ADS里面調用load-pull仿真模型，對電路圖做負載牽引，得到最大功率輸出阻抗點6.725+j×0.931。在smith原圖里面將該阻抗匹配到50Ω，如圖7所示。圖8即為根據smith圓得到的輸出匹配網絡。在得到輸出匹配網絡以后將匹配網絡加到圖6的電路圖中，按照上面的方式進行源匹配，找到的最大功率的源阻抗為2.91+j×9.074。依然在smith圓中進行匹配，得到匹配網絡如圖9。最后將整體電路替換成實際版圖，然后進行版圖聯合momentum仿真，版圖和仿真結果如圖10。由仿真結果可以看出在0～20GHz范圍內穩定因子均大于1，圖11是所希望的頻段8.5GHz～10.5GHz范圍內的穩定因子，可以看出該電路在該頻段內穩定。

圖7 Smith圓圖匹配示意圖

圖12所示為電路的輸入輸出駐波，上面一條曲線為輸入駐波，下面一條為輸出駐波，可以看出駐波在中頻范圍均小于2，設計比較合理。圖13、圖14為該電路的小信號增益和在輸入為24dBm情況下的輸出功率，輸出功率大于2W，小信號增益在8dB左右。

圖8 輸出匹配網絡

圖9 輸入匹配網絡

圖10 完整的電路版圖

圖11 穩定性仿真結果

圖12 輸入輸出駐波

圖13 小信號仿真結果

圖14 功率仿真結果

經過流片最后得到的電路圖照片和測試結果如圖15～圖17所示。

圖15 電路顯微圖

圖16 輸出功率測試結果

圖17 小信號增益測試結果

圖18 駐波測試結果

由以上兩個測試結果可以看出小信號增益在9.5GHz附近大約為7.5左右，雖然與仿真測試結果相差近1dB，但是從右邊功率掃描可看出在9.5GHz左右輸出功率32.83dBm，在2W左右，這是滿足可靠性試驗的。圖18則是輸入輸出駐波的測試結果，其中S11在需要的頻段小于2.5，輸出駐波基本在1.1以下，結果也是可以接受的。

4 壽命加速實驗的理論依據

壽命與溫度關系的阿列尼烏斯模型是化學家阿列尼烏斯在分析了大量的化學反應數據的基礎上總結出來的，它能夠有效地反映在化學反應過程中反應速率與反應溫度的關系。阿列尼烏斯模型的具體表達式如下：

材料、元器件的微量化學物理變化，將引起產品特性參數的退化，當其特性參量退化到某一臨界值時，產品就可能產生失效，而退化所經歷的時間就是產品的壽命。實踐證明，壽命與溫度T之間的關系式符合阿列尼烏斯模型，可以將阿列尼烏斯模型進行如下的變換：

由此可見產品壽命t的對數值與試驗溫度T的倒數成正比例關系，這在后面求MTTF時將會用到。

5 壽命加速實驗及結果分析

摸底試驗可以找出最高溫度點在260℃～280℃之間。為了保證加速曲線的準確性，初步設定平臺溫度為150℃、170℃、190℃三個溫度點。失效判定標準為源漏電流降低30%。實際操作時，我們采用自己設計的控制電路板卡加電，好處是可以控制ids，保持電流的恒定，也就是功耗的恒定。最終我們得出三個溫度下的中位壽命分別為24h、103h和410h，可以大致畫出壽命加速曲線如圖19所示。

其中縱坐標為時間的對數，橫坐標為1 000/T，T為絕對溫度值。經過外推可以得出溝道溫度在125℃時的中位失效時間為1.32×107h。

圖19 壽命加速曲線

6 總結

本文微波單片單級放大器的設計過程中測試結果與仿真結果有一定的差別，事后分析主要有三個方面的原因：（1）本單級放大器最終是為了作為評價可靠性的一個載體，勢必對柵間距做了一些改動，使器件的模型不完全準確；（2）做設計時使用的工藝參數不夠準確；（3）工藝線上工藝參數的不穩定性。綜合這幾方面的因素導致設計沒有完全符合仿真，但是用于評估可靠性的應用足夠。

[1]王義，李拂曉，唐世，等.8.5GHz～10.5GHz GaAs準單片功率放大器[J].電子與封裝, 2007, 7（10）：29-32.

[2]謝永桂.超高速化合物半導體器件[M].宇航出版社，1998.301-302.

[3]羅小勇.PHEMT MMIC寬帶單片功率放大器設計[D].成都：電子科技大學, 2005.

[4]格列別尼科夫.射頻與微波功率放大器設計[M].北京：電子工業出版社，2006.58-59.

[5]羅雯，魏建中，陽輝.電子元器件可靠性試驗工程[M].北京：電子工業出版社，2005.15-16.