大功率直驅風力發電并網變流器主電路的研究*

王寶石， 谷彩連

(沈陽工程學院，遼寧 沈陽 110136)

0 引言

對于直驅同步風力發電系統，如圖1所示，其葉片直接與永磁同步發電機相連，由于永磁同步發電機的轉子極對數較多，因而可以不需要齒輪箱來提速。永磁同步發電機的定子側直接與變流器相連，通過機側變流器把發電機發出的功率傳到直流側，然后再通過網側變流器把功率直接并入電網。

圖1 變速恒頻直驅同步風力發電系統

直驅電機側變流器與永磁同步發電機的定子側相連，通過對其控制，來實現最大風能的捕獲。對于直驅風力發電系統來說，全功率變流器是重要的組成部分，通過變流器可以把發電機發出的能量更好的并網。對于直驅風電并網變流器，有很多關鍵的技術需要研究。對于大功率直驅風電全功率并網變流器，由于其功率等級的不斷提高，其開關器件的額定電流也越來越大。目前，雖然有大功率的IGBT器件，但其成本往往很高，因而需要對大功率并聯技術進行研究。

1 直驅風電并網變流器主電路的設計

在直驅風電并網變流器技術條件的基礎上，本文主要對變流器主電路的電網側濾波器、電機側濾波器、共模抑制電路、制動單元和預充電電路的設計進行介紹。

1.1 電網側濾波電路的設計

三相電壓型PWM整流器輸出的電壓為PWM波，要實現并網必須要求濾波。傳統的網側濾波器一般為L濾波器，它既要滿足矢量控制的要求:即滿足矢量三角形，又要實現對并網電流諧波的抑制作用。傳統的L型濾波器運行可靠，設計簡單，得到了廣泛應用。但是，隨著功率等級的提高、開關器件開關頻率的下降，要想滿足抑制諧波的要求，需要的電感量會很大。大的電感量L不僅會增大變流器的體積和增加變流器的成本，還會使得變流器電流調節的速度變慢。用LCL濾波器代替傳統的L型濾波器，可以有效減小電感量的總值，減小體積和成本，并且其對高頻信號的抑制作用更加明顯。

本文中網側變流器采用的LCL濾波器的結構如圖2所示。圖2中L1為變流器側電感，CF為濾波電容，L2為變壓器漏感。

圖2 網側變流器LCL結構圖

當VSR工作在單位功率因數時，由“矢量三角形”可知:

式中:Em——電網相電壓峰值;

Um——采用SVPWM控制策略的交流輸出相電壓峰值;

Im——交流輸出相電流的峰值。

代入數值可以得出:L11＜652 μH。

當VSR工作在純容性無功時，由式(2):

可得出:L11＜ 210 μH。

故，變流器側的電感值必須小于210 μH。

給出單相濾波電路電路圖，見圖3，認為網側電壓中只有基波含量，則對于諧波分量為短路。

圖3 LCL濾波單相電路圖

式中:U(n)——變流器輸出的n次諧波電壓;

I(n)——電網要求的各次諧波電流的最大值;

ω——基波的角頻率。

濾波電容CF1的取值，根據電壓電流傳感器的位置不同而不同。本文中電流傳感器測量的是網側變流器的電流，電壓傳感器測量的是交流濾波電容CF1上的電壓值。

當變流器以單位功率因數并網時，變流器就相當于一個等效的電阻，則定義此時的阻抗為基準阻抗Zb，則有

電感L11還應滿足式(3):

式中:E——網側線電壓峰值;

P——系統的額定功率。

由式(4)可得電容的容值。

令X21=ωL21，X11= ωL11，Xc=1/ωCF1，則從網側看過去的等效電阻為

要保證網側等效阻抗成電阻特性，必須要求X21Xc2+X21Xb2－XcXb2=0，由此可得電容的容值。一般利用變壓器的漏感當作LCL濾波器的L21，而對于直驅并網變流器來說，其變壓器的漏感已經是確定的了，因此不必再另行設計。

利用MATLAB仿真軟件，對LCL濾波器的設計進行了仿真驗證。利用傅里葉(FFT)分析，對網側的一相電流進行分解，如圖4所示，可以看到，諧波主要分布在開關頻率fs1=2.1 kHz周圍，THD=3.92%，滿足并網的諧波要求。

圖4 網側電流諧波分析圖

1.2 電機側du/dt濾波器的設計

在風電應用中，變流器位于塔底，而發電機安裝在塔頂，變流器驅動發電機定子需要較長的電纜線，把PWM驅動脈沖傳輸到發電機接線端。電機側變流器輸出為高頻PWM波，由于長線電纜的分布特性，即存在漏電感和耦合電容，PWM輸出的高頻差模du/dt電壓將在電機端造成電壓反射，使得電機端出現過電壓，最多可達到原值的兩倍。反射過電壓會破壞電機的絕緣，并使電機的共模du/dt電壓加劇。

對于PWM變流器長線驅動電機在電機側產生電壓反射的問題，本文應用的解決辦法就是減小輸出的du/dt值，使脈沖上升的時間增加，這樣也能減小電機側的反射電壓。一般采取RLC電路進行濾波，其結構如圖5所示。

圖5 du/dt濾波電路

根據電壓反射理論可知，當tt＜tr/3時，線電壓峰值為

式中:tt——逆變器輸出脈沖傳輸到電機側所需時間;

tr——輸出脈沖上升時間;

N2——電機終端反射系數(跟線纜特征阻抗有關，約等于1);

v——脈沖傳輸速度;

l——線纜長度(假設線纜長度為90 m)。

將電機du/dt設計在800 V/μs，則可計算出tr=1.375 μs，Up=2 060 V。因此，電機端電壓線電壓峰值為2 060 V。由以上計算可知，電機側變流器輸出脈沖的上升時間須大于1.375 μs，一般IGBT的開關時間為100 ns，顯然不能滿足要求，會在電機端發生電壓的全反射。利用RLC的諧振，來降低IGBT快速開關時的電壓變化率，其中電阻R起阻尼作用。LC諧振周期一般設定如式(7)所示:

1.3 共模抑制電路設計

對于三相電壓型PWM變流器，其輸出的電壓中包含正序分量、負序分量(差模電壓)和零序分量(共模電壓)。電機側變流器輸出為高頻PWM波，其對電機的危害很大。電機定子中點的高頻共模電壓，通過定轉子之間的氣隙電容，在電機主軸上感應出軸電壓，軸電壓通過電機軸承放電，引起軸電流，使電機軸承出現凹坑提早損壞，影響電機壽命。此外，軸電流引起的EMI還將引起電流傳感器的檢測誤差，影響控制。對于共模電壓的抑制問題，已經有很多這方面的研究。首先從控制方法上:SPWM調制下的電機共模電壓的諧波含量比SVPWM調制下的小，而SVPWM調制下的電機共模電壓的基波分量比SPWM調制下的小。相對來說，SPWM調制下的共模電壓的有效值比較小。其次，就是通過一些電路來抑制共模電壓。例如采用有源濾波裝置或者在電機側加LRC濾波器，但是從變流器的成本及結構兩

考慮諧振產生的過電壓，需設置阻尼電阻，阻尼電阻越大，抑制過電壓效果越好，還可以限制電容的電流脈沖峰值，但是過大的阻尼電阻也會降低du/dt的抑制效果，一般限制在臨界電阻附近較好，電阻設定為方面考慮，這兩種方法在工程實踐中應用的比較少。本文利用傳統的加Y電容的方法來抑制共模電壓，考慮到Y電容如果用的太大，會產生比較大的漏電流，危及人身安全，因而每相支路上添加了一個8 μF的Y電容。

2 互饋試驗

變流器是否滿足直驅風力發電系統的要求，需要試驗進行驗證。一般風電變流器的試驗主要分三個方面:互饋功率試驗、電機對拖試驗、風場試驗。本文中，對所研制的1.5 MW直驅風電并網變流器樣機進行了互饋功率試驗。在進行電機對拖試驗之前，一般采用機側網側變流器回饋能量的試驗來檢驗變流器的性能狀況，試驗平臺如圖6所示。電網先經過變壓器T1把380 V交流電變為10 kV交流電，再通過變壓器T3把10 kV變為690 V，經過斷路器S2接到機側變流器，同樣通過變壓器T2把10 kV變為690 V，然后經過斷路器S1接到網側變流器。

圖6 變流器回饋試驗平臺拓撲構

所謂背靠背功率試驗，就是機側變流器工作在整流狀態，從電網吸收有功，并把功率傳到直流側，然后通過網側變流器逆變，把直流側功率逆變回電網，這樣把機側吸收的功率通過網側又逆變回電網的試驗叫做背靠背互饋功率試驗。由于試驗臺變壓器功率的限制原因，變流器無法做到滿功率，在這里給出了變流器工作在1 MW時的波形圖。網側變流器電流流出為正方向，機側變流器電流流入為正方向。如圖7所示，中間直流電壓UDC為1 100 V，電流Ia有效值857 A。由圖7可看出，中間直流電壓平穩，網側電流波形較好，并且網側電流Ia超前Ubc電壓90°，為逆變工況，實現了把機側傳來的功率逆變到電網的功能。

圖7 1 MW下網側電壓電流波形圖

圖8 1 MW下機側電壓電流波形圖

圖9 機側交流電壓波形圖

如圖8所示，Ubc為PWM脈沖，機側電流波形較好，并且Ia超前Ubc電壓90°，為整流工況，把發電機的功率輸送到直流側。圖9為機側PWM波形的上升沿，從圖中可以看出:

基本滿足本文所設計的du/dt濾波器的要求。總之，從圖7～圖9可看出，1.5 MW直驅風電并網變流器樣機的性能基本滿足了設計的要求。本文所提出的設計方案也得到了驗證，該試驗平臺可繼續深入研究。

3 結語

根據本文提出的設計方案，研制了1.5 MW直驅風力發電機組并網變流器樣機，進行了互饋功率試驗，由于試驗條件的原因，只做到了1 MW。雖然目前雙饋風機占的市場份額比較大，但是隨著永磁材料價格下降、性能提高及新材料的出現，永磁直驅風機在高可靠性、各種功率、寬變速范圍的發電系統中的應用將越來越廣泛。

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