一種新穎的三電平中點電壓平衡控制策略

龔博，程善美，秦憶

（華中科技大學 控制科學與工程系，湖北 武漢 430074）

1 引言

濾波電容，所以中點電壓不平衡是三電平逆變器必須要解決的問題［1-5］。文獻［6］中提出了采用SVPWM調制方法的中點電壓平衡控制方案，該方案主要是通過重新分配小矢量的作用時間來平衡中點電壓，但是采用SVPWM方法算法復雜，運算量大。文獻［7］提出了一種通過加入零序分與傳統(tǒng)的兩電平逆變器相比，二極管鉗位式（neutral-point-clamping，NPC）三電平逆變器具有對開關器件耐壓等級要求低、等效開關頻率高、輸出波形諧波小的優(yōu)點，因此在中高壓大功率變換電路中得到廣泛的應用。但是中點電壓平衡問題是其固有的突出問題。中點電壓的不平衡將會提高輸出電壓的諧波，而且還會損壞開關器件和量來維持三電平中點電壓平衡的控制策略，該策略不需要功率因數(shù)角，但是零序分量的計算需要三相參考電壓，輸出電流，直流母線電容電壓以及電容值，大量的參數(shù)使零序分量的計算變得復雜，同時也增加了成本。本文提出了一種基于載波變幅的SPWM中點電壓平衡控制方案，只需采樣中點電壓，通過改變上下載波的幅值，來實現(xiàn)中點電壓的平衡，因此該方法具有算法簡單，實現(xiàn)容易的優(yōu)點。仿真結果表明，該方法具有良好的中點電壓平衡能力。

2 三電平SPWM控制方案

三電平逆變器拓撲結構如圖1所示。每相輸出有P，O，N3種狀態(tài)。以A相為例，當Sa1，Sa2開通，Sa3，Sa4關斷時，UAO＝Udc／2，用狀態(tài) P 表示；當Sa2，Sa3開通，Sa1，Sa4關斷時，UAO＝0，用狀態(tài)O 表示；當Sa3，Sa4開通，Sa1，Sa2關斷時，UAO＝－Udc／2，用狀態(tài) N 表示。開關管Sa1，Sa3的控制信號互補，開關管Sa2，Sa4的控制信號互補，因此在1個橋臂中只需要產(chǎn)生2個獨立的開關控制信號，其他2路信號可以取反得到。

圖1 三電平逆變器結構示意圖Fig.1 Three－level NPC inverter structure diagram

Sa1，Sa2，Sa3和Sa4的控制信號是由相同的調制波，分別和上下2個載波進行比較得到的。如果調制波的幅值大于上面載波的幅值，則對應的開關管Sa1開通，Sa3關斷，反之則Sa1關斷，Sa3開通。如果調制波的幅值大于下面載波的幅值，則對應的開關管Sa2開通，Sa4關斷，反之則Sa2關斷，Sa4開通。

3 基于載波的中點電壓控制方法

三電平SPWM控制方法如圖2所示。

圖2 三電平SPWM控制方法Fig.2 Scheme for SPWM of three－level NPC inverter

圖2中，uj（j＝a，b，c）為三相調制波，假定載波的幅值標幺處理后為1，那么上下載波可以表示為

式中：utri1為上面載波；utri2為下面載波；T為載波周期；rem為求余函數(shù)。

將載波周期作為單位量，如圖3所示，在一個載波周期內a，b，c三相O狀態(tài)分別作用的占空比djo可表示為

圖3 O狀態(tài)作用的占空比Fig.3 The time ratio of the Ostate

如圖4所示，基于載波變幅SPWM方法主要是保持上下載波的周期不變，改變其幅值，令K為其幅值的改變系數(shù)，－1≤K≤1，則h＝K×m為幅值改變量，m為調制系數(shù)，0≤m≤1。取上面載波幅值變大時，幅值改變量為正。改變后的載波可以表示為

圖4 基于載波變幅SPWM方案Fig.4 Scheme for amplitude－scaled SPWM

當載波發(fā)生變化時，h為上下移動的距離，如圖5所示。

圖5 O狀態(tài)作用的占空比Fig.5 The time ratio of the Ostate for amplitude－scaled SPWM

當uj≥－h(huán)時，如圖5a所示，O狀態(tài)作用的占空比djo可表示為

當uj＜－h(huán)時，如圖5b所示，O狀態(tài)作用的占空比可表示為

則O狀態(tài)作用的占空比變?yōu)?/p>

一個載波周期內流出中點的平均電流為

式中：ij（j＝a，b，c）為三相負載電流。該電流引起的上下電容電壓變化為

當io＝0時，dUC＝0，中點電壓平衡，否則在一個載波周期內中點電壓會出現(xiàn)偏移。

假設負載電流保持不變，則載波發(fā)生變化，以A相為例，調制波相位取－arcsin（h）＋k×π（k＝0，1，2…）時，調制波的值為－h(huán)。因此在一個調制波周期［－arcsin（h），2π－arcsin（h）］內dUC的變化量為

令dUca，dUcb，dUcc分別為一個調制波周期內A，B，C 三相引起的不平衡量，則dUca，dUcb，dUcc的表達式分別為

根據(jù)對稱性可得：

式中：Im為電流幅值；φ為功率因數(shù)角。于是有：

令Im／C為單位量，并且取cosφ＝0.8時，dUC，K，m關系如圖6所示。

圖6 dUC，K，m關系示意圖Fig.6 Relationship of dUC，K，m

4 仿真結果與分析

在Matlab中對該控制策略進行仿真。當初始狀態(tài)中點電壓發(fā)生偏移時，通過本文提出的方法對中點電壓進行閉環(huán)控制，仿真中直流母線電壓為540V，中點電壓給定值為270V，載波周期為1kHz，采用滯環(huán)控制方法，負載為阻感負載，R＝30Ω，L＝66mH。

電容電壓控制效果如圖7所示，開始時中點電壓發(fā)生偏移，在0.6s時加入中點電壓控制，當m不同時，中點電壓都可以很快穩(wěn)定在270V，可見該方法對中點電壓有很好的控制作用。圖7a、圖7b中m＝0.4，h分別為0.2和0.3，圖7c、圖7d中m＝0.9，h分別為0.2和0.3，可以看出在相同調制度下增加調節(jié)量可以使中點電壓較快的進入平衡狀態(tài)。

圖7 電容電壓控制波形Fig.7 Capacitor voltage waveforms using neutral point control scheme

圖8給出了在m＝0.9，h＝0.3，電感為100 mH時，電容電壓控制波形。由圖8和圖7d可以得到功率因數(shù)對中點電壓控制的影響，在同樣的調制度和幅值改變量下，當負載電感增加時，功率因數(shù)減小，所以調節(jié)作用減小調節(jié)時間增長，同樣當負載電感減小時，功率因數(shù)增加，所以調節(jié)作用增強調節(jié)時間減少。

圖8 L＝100mH時，電容電壓控制波形Fig.8 Capacitor voltage waveforms when L＝100mH

5 結論

本文在分析載波幅值對中點電壓平衡的影響基礎上，研究了載波幅值與中點電壓平衡關系，提出了一種基于載波變幅的SPWM三電平中點電壓平衡控制策略。該方法僅需要采樣中點電壓，而不需要其他的電流和功率因數(shù)等信息，通過保持調制波不變，調整上下載波的幅值來維持中點電壓平衡，而對系統(tǒng)其他的性能沒有影響，具有算法簡單，實現(xiàn)方便的優(yōu)點。仿真結果證明了該控制策略的可行性和有效性。

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