用于多電平逆變器的多載波PWM技術的研究*

劉 荀，薛士龍，王 東，孫 超，周雪梅

（上海海事大學 物流工程學院，上海201306）

逆變器作為當今高電壓、大功率電能變換領域的研究熱點之一，被廣泛應用到調速驅動器（ASD）、有源濾波器(APF)、動態電壓恢復期（DVR）和不間斷電源（UPS）等現代電力電子技術中，[1]。在現代逆變器的研究中，兩電平變換器的技術已經比較成熟，而多電平逆變技術將會是研究的重點，其主要優點包括：輸出電壓電平數的增多使輸出電壓更接近于正弦波；開關器件承受的電壓應力減小，無需使用均壓電路；開關器件工作于基頻，開關損耗小；高頻化產生的du/dt小，電磁干擾減少等。

多電平逆變器研制的關鍵是改變PWM調制方法以期望得到有更好頻譜的輸出波形，同時改善輸出電壓和電流的THD值。本文以2H橋級聯電路輸出五電平電壓為基礎，分析比較了同相層疊法、交替反相層疊法和正負反相層疊法三種多載波PWM調制方法下的輸出波形，并將其與新型的多載波、多參考波調制方法進行比較，并分析得出其相對于傳統方法的優點：新型的多載波控制方法能夠在小幅減小總諧波失真率的情況下改善輸出電壓頻譜。

1 多電平逆變器

一般說來，多電平逆變器的中心思想是將母線電壓分割成不同的電平，然后采用相應的調制策略，使得逆變器的輸出電壓呈現出階梯形而接近于正弦波形。從輸出波形的頻譜上來講能有效降低高次諧波的含量；開關器件所承受的電壓也有所降低，并且有效減少了開關器件的開關次數，降低了開關損耗。

本文基于2H橋級聯式五電平輸出的電路結構進行分析。圖1所示為2H橋級聯式五電平逆變器主電路，由兩個H橋級聯疊加而成。采用這種級聯疊加的方式可以獲得五電平輸出，并消除相應的NM+1（N為H橋的個數，M為載波比）次以下的諧波[2]。兩個功率單元進行疊加時，每個2H橋采用相同的獨立直流電源電壓。

為保證輸出電壓滿足要求，要求兩個H橋功率單元能分別工作在正向導通、反向導通、正向旁路、反向旁路4種工作狀態。特別注意的是不能忽略正向旁路和反向旁路兩種工作狀態，否則逆變器無法正常工作。

[3]中分析了基于2H橋級聯電路的常用的載波移相（PS）PWM和載波垂直分布（CD）PWM方法，并對逆變主回路輸出五電平電壓進行頻譜分析。這兩種方法的低次諧波含量比較小，但是高次諧波總含量較大，因此諧波畸變率均較高，在36%附近。

2 典型多載波調制方法

多載波PWM技術[4-6]采用了自然采樣法，將一個參考波（通常為正弦波）與載波（通常為三角波或者鋸齒波）進行比較，進而產生開關器件的驅動信號。

多電平逆變器的調制策略會直接影響逆變器的輸出電壓諧波、開關損耗以及輸出側濾波器的設計。不同的調制策略會輸出不同的電壓波形，因此其諧波性質也會有所不同。多載波調制策略是用于多電平產生的最基本方法，也是在兩電平基礎上產生的PWM方法的擴展，但與兩電平相比又擁有多方面的優勢。

2.1 同相層疊法

作為基本的載波PWM調制方法同相層疊法，PDPWM調制方法是將正弦波和相同相位的載波相比較產生PWM波形的方法(即所有載波以相同的相位上下排列疊加)。

定義 fc=12 kHz、fr=50 Hz，調制度 ma=0.9，輸入直流電壓E=200 V，并以2H橋級聯電路為主電路，基于Matlab7.9.0/Simulink對PD法進行仿真和FFT分析。輸出諧波主要分布在開關頻率及其邊頻帶附近，基波電壓幅值為359.6 V，逆變器側輸出五電平電壓THD=33.56%。

2.2 交替反相層疊法

交替反相層疊法 (APOD-PWM)也需要4個載波信號，進而比較產生五電平的輸出電壓，與同相層疊法的區別是其要求所有相鄰載波的相位都相反。

采用與PD-PWM相同的參數設置進行仿真可知，APOD法的諧波集中在開關頻率及其邊頻帶附近，輸出基波電壓幅值為320.2 V，THD值達到了37.33%。

2.3 正負反相層疊法

正負反相層疊法(POD-PWM)是使零軸以上的載波相位和零軸以下的載波相位相差180°，但保持零軸以上和以下部分的載波相位分別相等。同樣地，這種方法使用了4個三角載波與1個參考正弦波比較，進而產生開關驅動信號。

參照前面兩種方法的參數設置可知，這種調制方法的輸出主要諧波仍集中在開關頻率及其邊頻帶附近，基波幅值為 320.2 V，THD=37.17%。

3 新的多載波調制方法

總結傳統多載波調制方法的基礎上，本文使用了一種新型五電平輸出調制方法。這種方法與以上幾種調制方式的區別在于它僅需要兩個載波，同時需要兩個參考波。圖2所示，r2與r1為參考波；c1與c2為三角載波，通過參考波和載波分別進行比較產生控制信號波形。

基于Matlab7.9.0/Simulink環境搭建主電路仿真：newPWM模塊為IGBT控制信號發生模塊封裝，驅動信號顯示每個橋臂上的兩個信號表現為互補狀態，這樣每一橋臂上的兩個開關管不會同時導通，也就避免了短路現象的發生。按照圖2所示，設定載波比為20，調制比為0.9，基波頻率為50 Hz，得到圖3所示的IGBT門極輸入信號波形圖。

圖3為2H橋級聯電路單周期內各開關管的工作狀態圖；圖4為兩個H橋的輸出電平波形，V1代表2H橋級聯電路的上H橋輸出電壓，V2代表下H橋輸出電壓。V1和V2在周期初始階段輸出E電平時是不能疊加的，因為在0～T/12內，要求級聯電路能輸出最高電平為100 V；而在 T/12～5T/12內，V1和 V2不會同時出現 0電平時刻，因此H橋電路輸出電壓為E、2E兩種狀態；在 5T/12～T/2內，原理與 0～T/12內相同；在后半周期內的原理與前半周期相似。

4 仿真與實物驗證

按照與前面幾種傳統的多載波方法相同的參數設置得到的輸出電壓頻譜分析見圖5，分析可知逆變器側輸出電壓基波幅值為359.6 V，主要諧波并未分布在開關頻率及其邊頻帶附近，通過仿真可驗證主要諧波集中在兩倍的開關頻率及其邊頻帶附近，輸出電壓的頻譜就得到了改善，因此所需的濾波器的體積也變小了，并且較前面幾種調制方法相比THD值最小，為33.30%。

在仿真實驗的基礎上，通過實物平臺的搭建對上述實驗仿真進行驗證，設置直流側輸入電壓2E=48 V，開關器件的開關頻率為12 kHz。圖6所示為2H橋電路輸出波形，通過儀器測量其主要諧波集中在24 kHz及其倍頻帶附近，與仿真結果相符合（圖中的毛刺現象是因為開關頻率較高所導致的，屬正常現象)；圖7為經過LCL濾波器后的波形，其中設置入側電感L=3.125 mH，C=3 μF，Lg=0.5 mH，帶純阻性負載 R=50 Ω。

圖6 多參考調制輸出波形

圖7 濾波后的正弦波形

本文分析了幾種常用的多載波調制方法，并詳述了一種新型的多參考波多載波的PWM調制策略。通過仿真全面地分析了這種新型的調制策略。最后得出結論：這種調制策略較幾種常見的多載波方法小幅減小了THD值，并改善了輸出電壓的頻譜。

參考文獻

[1]陳蕊.多電平變換器的發展及現狀[J].萊蕪職業技術學院學報，2010，12(2)：21-24.

[2]劉鳳君.環保節能型H橋及SPWM直流電源式逆變器[M].北京：電子工業出版社，2010.

[3]侯世英，萬江，鄭含博.單相五電平逆變器的多載波PWM方法分析[J].電力自動化設備，2007，27(9)：67-70.

[4]王立喬，黃玉水，張仲超.多電平變流器多載波PWM技術的研究[J].浙江大學學報，2005，39(7)：1025-1030.

[5]周京華，楊振，蘇彥民.多電平逆變器多載波PWM調制策略的研究[J].電力傳動，2005，35(1)：23-27.

[6]AGHDAM M G H，FATHI S H，GHAREHPETIAN G B.Analysis of multi-carrier PWM methods for asymmetric multi-level inverter[J].IEEE Conference on Industrial Electronics and Applications(ICIEA)，2008：2057-2062.