平面變壓器5V/12A高功率密度開關電源設計

王朕 史賢俊 肖支才 張文廣

（海軍航空工程學院控制工程系，山東 煙臺 264001）

1 引言

磁性元件的體積和重量在開關電源中占據相當大的比例，其重量通常占總重量的30%～40%、體積占總體積的30%～40%；降低開關電源的體積和重量、提高開關電源功率密度的一個重要方法，就是降低開關電源中必不可少的磁性元件—高頻變壓器的體積和重量。采用平面變壓器可大大降低開關電源體積和重量，提高其功率密度；因此，磁性元件平面化已成為提高開關電源功率密度的一個重要趨勢。此外，磁性元件還是影響開關電源輸出動態性能和輸出紋波的一個重要因素。同步整流技術采用了低通態電阻的MOSFET代替普通二極管進行整流，可大大提高開關電源的效率；尤其是輸出電壓較低而輸出電流較高時，同步整流技術更具有不可替代的優勢。

本文選用對稱半橋式電路為主電路、TL494為控制芯片，綜合采用平面變壓器和同步整流技術研制了一臺48 V/5 V(12 A)高功率密度開關電源，該電源具有過流、過載保護功能，還具有輸出電壓紋波小（滿載時10 mV）、效率高（可達92%）和體積小等優點。

2 開關電源設計

開關電源原理框圖如圖1所示，開關電源由主電路和控制電路兩大部分組成[1,2]。48 V直流電經穩壓和過流保護電路后輸入對稱半橋式變換電路，首先將穩壓后的直流電變換成交流電，再經高頻變壓器變壓后輸入全波同步整流電路變換成直流電，經穩壓濾波電路后變成恒定的+5 V直流電源；對+5 V輸出電源的電壓和電流進行采樣，該采樣值輸入控制電路與預先設定的電壓值和電流值進行比較實現穩壓功能和過載保護功能；當輸入電壓、輸出電壓或負載發生波動時，控制電路中的 PI調節電路可以迅速調節半橋式變換電路中開關管的脈沖占空比，使得輸出電壓迅速穩定在5 V，從而提高開關電源的動態響應性能。

圖1 開關電源原理框圖

2.1 主電路設計

開關電源主電路由穩壓和過流保護電路、對稱半橋式變換電路[3]、同步整流電路[4,5]、穩壓濾波電路和電流電壓采樣電路組成（圖1所示），其原理圖如圖2所示。電容C1、C2和C12和熔斷器FUSE構成穩壓和過流保護電路。電容C3、C4、C10和 C11、電阻 R9和 R10、MOSFET V1和 V2、平面變壓器T構成對稱半橋式變換電路；其中，電容 C10和電阻 R9、電容 C11和電阻 R10分別構成 V1和 V2的 RC緩沖電路，可有效降低 MOS管電壓變化率和開關損耗；電容C3和C4大小相等，因此，該電路具有動態響應好、MOS管耐壓低等優點。同步整流管 VSR1和 VSR2、電容 C7和C8、電阻R6和R7構成同步整流電路；其中，VSR1和 VSR2為低通態電阻的 MOSFET，電阻R6和電容C7、電阻R7和電容C8構成同步整流管的RC緩沖電路，可以減小整流管的電壓變化率和開關損耗，提高開關電源的效率。電感L和電容 C5和 C6構成輸出濾波電路。電阻 R1～R6、理想運放 U1構成電壓電流采樣電路；其中，電阻R1和 R2通過串聯分壓對輸出電壓進行采樣；電阻R3～R6和理想運放U1對負載電流進行采樣。

2.2 平面變壓器設計

平面變壓器相對于繞線變壓器具有寄生參數固定的優點，其設計主要包括：磁芯結構的選擇，氣隙的計算，最大占空比的計算，初次級繞組形狀、匝數、線寬和線間距的計算。本文設計的開關電源基本參數如下：輸入電壓為48±12 V、輸出電壓為5 V、輸出電流0A～12 A連續可調、紋波電壓小于15 mV。

圖2 主電路原理圖

圖3 平面變壓器初次級繞組印制板圖形

平面變壓器的初次級繞組均印制在電路板上，根據磁芯形狀的不同，繞組形狀主要有矩形和圓形兩種。圓形繞組相對于矩形繞組具有繞組利用率高的優點，因此，本文采用圓形繞組（如圖3所示），初次級繞組采用交錯布置有效減小了變壓器漏感[6,7,8]。變壓器參數計算過程如下：

1）輸出功率P0

其中：U0、I0分別為電源的輸出電壓和輸出電流。

2）確定磁通密度B和電流密度J

磁通密度B的選擇首先要保證變壓器磁芯不會飽和，選得太小則需要結構常數更大的磁芯，選得過大則增加磁芯損耗，通常磁通密度B為磁芯飽和磁通密度BS的1/2到2/3。通常電流密度J并不能決定繞組的交流損耗，它只能決定繞組的直流損耗；由于平面變壓器可以忽略集膚效應的影響，因此在允許溫升的條件下最小工作電流密度可通過估算得到。設計時，確定磁通密度B=0.12 T；由于繞組溫升限定為變壓器溫升（30°C）的一半為15°C，因此確定電流密度J=30 A/mm2。

3）確定磁芯結構常數、選擇磁芯

磁芯結構常數計算公式如公式（2）所示。其中，kh是板層間隙常數；wt是電路板的厚度；η是變壓器效率；Kf是波形系數；B是磁通密度；f是工作頻率；J是電流密度；H是印制線厚度；Ui是初級繞組電壓；U0是次級繞組電壓；wd是印制線間距。

本文中，根據印制板材料及厚度，選板層間隙常數kh=1.2；印制板厚度wt=0.8 mm；變壓器效率η=0.94；半橋式變換器次級繞組波形近似為方波，故波形系數Kf=4.0；磁通密度 B=0.12T ；工作頻率f=300 kHz；電流密度J=30 A/mm2；印制線厚度 H=35 μm；初級電壓按最大值計算Ui=60 V；考慮到空氣中的絕緣問題，印制線間距wd=0.4 mm；次級繞組電壓U0=5.5 V。由公式（2）計算的磁芯結構常數為：

選擇Ferroxcube公司的RM-W型磁芯，其結構常數為1010 mm4，該磁芯有效截面積Ae=35.7 mm2。

4）計算初次級繞組匝數

初級繞組匝數：

次級繞組匝數：

5）計算初級繞組電流

6）初次級繞組線寬

初級繞組線寬：

次級繞組線寬：

（次級有兩個繞組，故電流有效值取輸出電流最大值的1/2進行計算）

7）變壓器效率計算

由磁芯的結構可知一圈印制線的平均長度L=2π×12.6=79.2≈80 mm，銅的電阻率 ρ=1.7×10-8?m，由公式（k表示繞組數）計算得變壓器銅損為3.67 W；通過磁芯手冊查得300 kHz頻率。磁通密度0.12T時，單位體積損耗P=150 mW/cm3，磁芯體積Ve=10.2 cm3，故鐵損為1.53 W；所以變壓器總損耗為5.2 W。因此效率，滿足設計要求。

8）計算溫升

考慮到變壓器的溫升為 30°C（步驟（2）），由公式計算的散熱面積為 147 cm2。因此，將變壓器貼在面積為160 cm2的金屬鋁板上。

2.3 控制電路設計

圖4 控制電路原理圖

控制電路原理圖如圖4所示[9]，輸出電壓采樣信號 Uf通過電壓跟隨器 U2后接入控制芯片TL494的1腳；2腳設定了一個基準參考電壓；2腳和3腳通過電阻R25和電容C20形成一個PI調節器，通過調節13腳的電壓，可以改變輸出脈沖的形式。輸出電流采樣信號If接入16腳，而15腳設定一個參考電壓，二者比較可以限定最大輸出電流，從而限定最大負載功率，起到過載保護的作用。14腳的+5V基準電壓進過電容C21和電阻R26并聯支路后接到4腳構成軟起動電路，電路正常工作后，4腳的值限定了死區時間，即輸出驅動信號的最大占空比。9腳和10腳輸出兩路互補的PWM脈沖信號，通過光耦隔離后，形成4路PWM脈沖信號，分別驅動主開關管V1、V2和同步整流管VSR1、VSR2。

3 實驗結果

表1中給出了電源工作頻率為300 kHz時輸入電壓分別為36 V、48 V、60 V和負載電流為3 A、6 A、8 A時，開關電源的輸出電壓、紋波和效率的實驗數據。從實驗結果看， 當負載電流為滿載12 A、輸入電壓分別為36 V、48 V和60 V時，電源的輸出電壓為4.93 V、5.00 V和5.05 V，電源輸出電壓的紋波峰峰值分別為 6.2 mV、8.7 mV和9.2 mV，電源的效率分別為91.3%、90.8%和90.0%，完全達到了設計要求。

表1 開關電源測試結果

當輸入電壓為48 V、輸出電流為12 A時，主開關管V1、V2的驅動信號和輸出電壓波形如圖5所示。可以看出，滿載時驅動波形最大占空比為45%，輸出電壓為5 V。滿載情況下，當電源輸入電壓由40 V躍變到48 V時，實測其輸出電壓穩定時間為0.2 s，動態性能較好。

圖5 滿載時開關管的驅動波形（上）和輸出電壓波形（下）

4 結論

平面變壓器技術有效減小了開關電源體積、提高開關電源功率密度；同步整流技術可減小整流管的開關損耗、提高開關電源的效率，而且可有效降低整流管的壓降，因此常用于低壓大電流開關電源。本文選用對稱半橋式電路為主電路、TL494為主控芯片，綜合運用平面變壓器技術和同步整流技術，設計研制了一臺48 V/5 V(12 A)的開關電源。實驗結果表明該電源滿載時，效率可達90%，紋波峰峰值小于10 mV，具有體積小、效率高、功率密度大、動態相應快等優點。

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