利用深限幅簡化的MPPSK接收機

應鵬魁，吳樂南

(東南大學信息科學與工程學院，江蘇南京210096)

0 引言

多元位置相移鍵控［1］(MPPSK)因調制時段的隨機性降低甚至消除了邊帶線譜，從而緊縮了信號功率譜，降低了鄰道干擾，提高了頻譜利用率［2］。

文獻［2］闡述的MPPSK調制解調器(MODEM)實現結構已經揭示了其在加性高斯白噪聲(AWGN)信道的解調性能，而對抗信道衰落通常采用的分集接收、信道均衡、引入編碼和交織以及自適應門限等方法不僅實現復雜，對硬件要求也高。限幅技術通常在正交頻分復用(OFDM)系統中用來降低峰均功率比［3，4］，本文則將深限幅技術引入MPPSK接收機，以考察其抗干擾及衰落性能。

1 MPPSK調制解調原理

MPPSK調制采用M進制信息符號直接控制正弦載波的相位跳變時刻在每個碼元周期中的位置，其在一個碼元周期［0，NT］內可簡化表示為(此處不考慮幅度調制):

式中，fk(t)，k=0，1，…，M-1 為實際發送的符號，有M＞2種取值;T=2π/2ωc為載波周期;0≤rg＜1為符號保護間隔控制因子，由M、K、N和rg構成了改變信號帶寬、傳輸效率和解調性能的“調制參數”。

為提高解調性能，采用數字沖擊濾波器對MPPSK接收信號進行解調。該沖擊濾波器是一類特殊的IIR帶通濾波器，在中心頻率附近呈現出一個極窄的陷波-選頻特性，使得MPPSK調制信號濾波輸出在非零碼元的相位跳變處產生明顯而強烈的寄生調幅沖擊，據此突出信號特征，以利檢測判決［5］。本文以單零點-3極點的沖擊濾波器為例，其傳遞函數形為:

其中:

由式(1)表示的MPPSK調制信號通過式(2)表示的沖擊濾波器，在相位跳變點處能產生寄生調幅，因而接收機可以直接利用幅度檢測，結構相當簡單。本文的判決方式克服了文獻［2］中可能出現的判決錯誤，即當出現多路判決結果為1時，比較各路的當前采樣值，選擇最大的那一路作為最終判決結果。

2 系統模型

2.1 MPPSK 發射機

本文研究的MPPSK系統發送端原理框圖如圖1所示，在碼元序列的控制下從M個波形樣本中選出1個，經數模轉換器(DAC)轉化為模擬信號并通過功率放大后經天線發射。

圖1 MPPSK系統發送端原理圖

2.2 傳輸信道

為單獨考察深度限幅接收機的性能，不采用任何信道編碼，且信道模型由瑞利衰落(Rayleigh Fading)信道疊加理想AWGN信道構成。其中瑞利衰落信道采用基于正弦和的方法構建［6，7］。

2.3 MPPSK 接收機

MPPSK系統的接收端原理圖如圖2所示，對接收信號先放大再深度限幅，然后進行后續的解調判決過程。

圖2 MPPSK系統接收端原理圖

3 限幅原理

通常采用雙向限幅［3，8］來實現波形變換或過壓保護，即預設1個限幅門限L，對信號rn的幅度|rn|超過L的部分直接削除，而|rn|小于L的部分保持不變。則限幅后的信號可表示為:

式中，α表示rn的幅角。

本文為簡化接收機結構、省去ADC并抑制或減輕信道衰落影響，直接對中頻放大后的MPPSK模擬信號R(t)進行雙向深度限幅，并以零電平作為限幅門限，則限幅過程可表示為:

由式(4)和圖2可見，如果直接對雙向限幅器輸出的模擬信號R(t)進行時間采樣，將得到一個二值序列Rn∈{－1，1}，且在一個碼元周期內，n=1，...，NT，這相當于一個1位 ADC的功能。在此雙向限幅器就相當于模擬比較器，其功能甚至可并入中頻放大器:只需將該放大器的末級設計為對于小信號輸入，即可進入電路的飽和區與截止區，而相應的飽和電平與截止電平，即為所需的二值輸出值。在系統時鐘(圖2中未表示出)的控制節拍下將比較器輸出送入數字沖擊濾波器，即可取代復雜昂貴的ADC及其外圍電路。此時限幅輸出雖說已成為只有二值的隨機矩形脈沖串，但仍保留了相應的相位跳變信息，進入沖擊濾波器后，在非零碼元的起始處由于信號幅度突然反轉，故仍能產生相應的幅度沖擊輸出。只要采樣倍數足夠大，舍棄ADC的系統仍然可以達到類似的性能要求。

4 仿真實驗

采用Rayleigh衰落信道疊加高斯白噪聲，無信道編碼。基本的仿真參數設置如表1所示。從2個方面來考察深度限幅方案的有效性:沖擊包絡的穩定性和解調性能。

表1 仿真參數

圖3中圖3(a)為無噪聲時MPPSK調制信號通過沖擊濾波器的輸出包絡，此時接收機未限幅，由于信道衰落的影響，接收信號幅度有較大起伏，導致沖擊濾波輸出包絡也有較大起伏。顯然在無信道均衡的情況下，固定判決門限將不再可行，要得到正確的判決輸出，門限必須能夠自適應地跟蹤接收信號的包絡起伏。

圖3 限幅前后的沖擊包絡比較及誤碼位置

圖3(b)為無噪聲時圖2限幅接收機輸出的沖擊包絡:即先把接收信號放大100倍，再按式(4)對放大后的信號深度限幅，限幅門限取L=0，可見原本起伏的沖擊包絡變得相對穩定，只是在那些因為信道深衰落而引起局部信噪比極度惡化之處會略有起伏。圖3(c)為無噪聲時采用固定門限判決時誤碼出現的位置。可見對于本文的衰落信道，即使沒有噪聲也仍然會有誤碼，因為在深衰落時即使采用深限幅也難以保留足夠的信號調制信息。如果引入信道編碼及交織，則能在一定程度上糾正因深度衰落而引起的誤碼。圖4表示采用2種增益得到的沖擊包絡。對上述2種情況的解調性能分別進行了仿真，結果表明2種不同增益下的沖擊包絡及解調效果相當，且由于限幅門限為0，因此對接收信號的放大倍數不必太大。圖5表示100倍增益，L=0時，不同信噪比下的沖擊包絡和誤碼位置。

圖4 2種不同增益下的沖擊包絡

圖5 增益=100，L=0時，不同信噪比下的沖擊包絡和誤碼位置

由圖5可知，隨著信噪比的增大，原本出現的突發誤碼越來越少，在較高信噪比(如16 dB)時甚至出現了比完全無噪時更少的誤碼，表明在1位ADC這一嚴重的非線性門限系統中，適量的噪聲反而可以輔助信號的檢測［9］，這也驗證了深限幅接收機對抗信道衰落的有效性和可行性。

5 結束語

本文的MPPSK限幅接收機實現方案不僅硬件結構上省去了ADC，也保證了即使在衰落信道下沖擊包絡的絕對值也能基本穩定，從而可用固定門限判決。該方案會導致一點性能損失，但使接收機最為簡單和魯棒，且抗脈沖干擾、信號起伏及信道衰落的能力更強。理論分析和仿真結果表明，該方法簡單有效，對MPPSK系統投入實用有參考價值。

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